RF收发器可在数字波束成形相控阵中实现强制杂散去相关

作者：Peter Delos and Mark Robertson

在大型数字波束成形天线中，通过组合来自分布式波形发生器和接收器的信号的波束成形过程来提高动态范围是非常可取的。如果相关的误差项不相关，则可以在噪声和杂散性能方面获得10logN的动态范围改进。在这种情况下，N 是波形发生器或接收器通道的数量。噪声本质上是一个非常随机的过程，因此非常适合跟踪相关和不相关的噪声源。然而，杂散信号使得如何强制杂散不相关变得不那么明显。因此，任何能够强制杂散信号不相关的设计方法对于相控阵系统架构都是有价值的。

在本文中，我们回顾了以前发表的一种技术，该技术通过偏移LO频率并对这种偏移进行数字补偿来强制杂散信号不相关。然后，我们将展示ADI公司最新的收发器产品ADRV9009如何内置支持此功能的功能。然后，我们以演示该技术结果的测量数据得出结论。

已知的杂散去相关方法

在相控阵中强制杂散去相关的各种方法已经为人所知。我们最早的出版物可以追溯到2002年，1其中描述了确保接收器杂散不相关的通用方法。在该方法中，信号首先以已知的方式从接收器到接收器进行修改。然后信号被接收器的非线性分量失真。在接收器输出端，接收器中先前引入的修改是反转的。预期的信号变得相干或相关，但扭曲的项不会恢复。在他们的测试中实施的修改方法是将每个本地振荡器（LO）频率合成器设置为不同的频率，然后通过在数字处理中对数控振荡器（NCO）进行数字调谐来校正修改。还发布了其他几种方法。

多年后，随着全收发器子系统在单片硅片中的高级集成，收发器产品中的嵌入式可编程功能可实现文章“数字相控阵中非线性失真的相关性：测量和缓解”中描述的杂散去相关方法。1

收发器特性可实现杂散去相关

ADI收发器ADRV9009的功能框图如图1所示。

图1.ADRV9009功能框图

每个波形发生器或接收器都采用直接变频架构实现。Daniel Rabinkin的文章“前端非线性失真和阵列波束成形”更详细地讨论了直接转换架构。4LO频率可以在每个IC上独立编程。数字处理部分包括带有NCO的数字上/下变频，这些NCO也可以跨IC独立编程。Peter Delos的文章“宽带RF接收器架构选项综述”进一步描述了数字下变频。5

接下来，我们将演示一种在多个收发器之间强制虚假去相关的方法。首先，通过对板载锁相环（PLL）进行编程来偏移频率。然后，将NCO频率设置为对施加的LO频率偏移进行数字补偿。通过调整收发器IC内部的两个特性，进出收发器的数字数据不必在频率上偏移，并且整个频率转换和杂散去相关内置于收发器IC中。

波形发生器阵列的代表性框图如图2所示。在我们的描述中，我们将描述波形发生器的方法并显示数据，但该方法同样适用于接收器阵列。

图2.通过对波形发生器阵列中的LO和NCO频率进行编程，强制将杂散不相关。

为了说明频率概念，图3显示了来自直接变频架构的两个发射信号的示例。这些情况显示了RF位于LO高侧的位置。在直接变频架构中，镜像频率和三次谐波出现在LO的另一侧，显示在LO频率下方。当各通道将LO频率设置为相同频率时，杂散频率也处于相同频率，如图3a所示。图3b显示了LO2设置为比LO1更高的频率的情况。数字NCO的偏移相等，使得RF信号实现相干增益。图像和三次谐波失真产物处于不同的频率，因此不相关。图3c显示了与图3b相同的配置，但增加了RF载波的调制。

图3.频谱图显示了频率中的杂散信号。显示了三种情况：（a）两个没有杂散去相关的组合CW信号，（b）两个具有强制杂散去相关的组合CW信号，以及（c）两个具有强制杂散去相关的组合调制信号。

测量结果

组装了一个基于收发器的8通道RF测试平台，以评估用于相控阵应用的收发器产品线。用于评估波形发生器的测试设置如图4所示。对于此测试，相同的数字数据应用于所有波形发生器。通过调整NCO相位来跨通道执行校准，以确保RF信号在8路合路器上同相并相干组合。

图4.波形发生器杂散测试设置。

接下来，我们将展示测试数据，比较将杂散与LO和NCO都设置为相同频率与当LO和NCO频率偏移时的杂散进行比较。所使用的收发器在2通道器件内共享一个LO（见图1），因此对于8个RF通道，有四个不同的LO频率。

在图5和图6中，收发器NCO和LO均设置为相同的频率。在这种情况下，镜像产生的杂散信号、LO泄漏和三次谐波都处于同一频率。图5显示了在频谱分析仪上测量的各个发射输出。图 6 显示了组合输出。在这个特殊的测试中，镜像的杂散和相对于载波的LO泄漏（以dBc为单位）测量显示出改善，但第三次谐波没有改善。在我们的测试中，我们发现三次谐波在通道间始终相关，镜像频率始终不相关，LO频率根据启动条件而变化。这反映在图3a中，其中我们显示了三次谐波的相干加法，镜像频率的非相干相干加法以及LO泄漏频率的部分相干加法。

图5.每个通道的波形发生器杂散，LO和NCO设置为相同的频率。

图6.LO和NCO设置为相同频率的组合波形发生器杂散。请注意，在此配置中，三次谐波杂散没有改善。

在图7和图8中，收发器LO均设置为不同的频率，数字NCO在频率和相位上进行调整，使信号相干组合。在这种情况下，镜像产生的杂散信号、LO泄漏和三次谐波被迫处于不同的频率。图7显示了在频谱分析仪上测量的各个发射输出。图 8 显示了组合输出。在该测试中，镜像的杂散、LO泄漏和相对于载波的第三次谐波（以dBc为单位）开始扩散到噪声中，当通道组合时，每个杂散都显示出改善。

图7.每个通道的波形发生器杂散，LO和NCO的频率偏移。

图8.组合波形发生器具有频率偏移的LO和NCO杂散。请注意，在这种情况下，杂散的频率是分散的，并且相对于单个通道SFDR有明显的SFDR改进。

当组合非常少量的通道时，就像在这个测试中所做的那样，杂散实际上显示出其相对水平的20log（N）改进。这是由于信号分量相干地组合并添加为20log（N），而杂散根本不组合。在实践中，随着大阵列和更多通道的组合，预计改进将接近10log（N）。这有两个原因。首先，由于大量信号被组合在一起，将杂散充分分散到可以孤立地考虑每个杂散是不切实际的。以1 MHz调制带宽为例。如果规范规定在1 MHz带宽内测量杂散发射，则理想情况下，杂散将分散开来，使它们至少相距1 MHz。如果无法做到这一点，则每1 MHz的测量带宽将包括多个杂散分量。由于它们将处于不同的频率，因此它们将不相干地组合在一起，并且在每1 MHz带宽中测量的杂散功率将增加为10log（N）。但是，没有一个1 MHz的测量带宽将包含所有杂散，因此在这种情况下，杂散的N小于信号的N，尽管增量改进将是10log（N），但一旦N足够大，杂散密度足以在测量带宽内放置多个杂散，与没有杂散信号去相关的系统相比，绝对改进仍将优于10log（N），也就是说， 它将在 10log（N） 和 20log（N） 分贝（或 dB）之间更好。其次，该测试是用CW信号完成的，但实际信号将被调制，这将导致它们扩散，使得当大量通道组合时无法实现非重叠杂散信号。这些重叠的杂散信号将是不相关的，并在重叠区域中不相干地添加，如10log（N）。

特别值得一提的是，当各通道将LO设置为相同频率时，LO泄漏分量。LO泄漏是由于当两个信号分支相加时模拟调制器中的LO不完全消除所致。如果幅度和相位不平衡是随机误差，则剩余LO泄漏分量的相位也将是随机的，当许多不同收发器的LO泄漏相加时，即使它们处于完全相同的频率，它们也会不相干地相加为10log（N）。调制器的图像分量也应如此，但不一定是调制器的三次谐波。由于少量通道相干组合，LO相位不太可能是完全随机的，因此部分去相关的原因显示在测量数据中。对于非常多的通道，LO相位在通道间接近更加随机的条件，并且预计是一个不相关的附加条件。

结论

当LO和NCO在频率上偏移时，测得的SFDR结果清楚地表明产生的杂散都是在不同的频率下，并且在组合过程中不相干，从而确保在通道组合时SFDR得到改善。LO和NCO频率控制现在是ADI公司最新收发器产品中的可编程特性。结果表明，这一特性可以在相控阵应用中得到利用，从而确保阵列级SFDR性能优于单通道性能。

审核编辑：郭婷