电压转换的级联和混合概念

对于需要从高输入电压转换到极低输出电压的应用，有不同的解决方案。一个有趣的例子是从48 V到3.3 V的转换。这种规范不仅在信息技术市场的服务器应用程序中很常见，而且在电信中也很常见。

如果将降压转换器（降压）用于此单次转换步骤，如图1所示，则会出现占空比小的问题。占空比是导通时间（主开关接通时）和关断时间（主开关关断时）之间的关系。降压转换器具有占空比，该占空比由以下公式定义：

图1.在一个转换步骤中将电压从48 V转换为3.3 V。

输入电压为48 V，输出电压为3.3 V时，占空比约为7%。

这意味着，在1 MHz（每个开关周期1000 ns）的开关频率下，Q1开关的导通时间仅为70 ns。然后，Q1开关关断930 ns，Q2导通。对于此类电路，必须选择最小导通时间为70 ns或更短的开关稳压器。如果选择了这样的组件，则还有另一个挑战。通常，降压稳压器的非常高的功率转换效率在以非常短的占空比工作时会降低。这是因为只有很短的时间可以在电感中存储能量。电感器需要在关断时间内长时间供电。这通常会导致电路中的峰值电流非常高。为了降低这些电流，L1的电感需要相对较大。这是因为在导通时间内，图1中的L1两端施加了较大的电压差。

在本例中，我们看到导通期间电感两端的电压约为44.7 V，开关节点侧为48 V，输出端为3.3 V。电感电流由以下公式计算：

如果电感两端有高电压，则电流在固定时间段内以固定电感上升。为了降低电感峰值电流，需要选择更高的电感值。然而，较高值的电感会增加功率损耗。在这些电压条件下，ADI公司的高效LTM8027 μModule稳压器在4 A输出电流下仅实现80%的电源效率。®

如今，提高功率效率的一种非常常见且更有效的电路解决方案是产生中间电压。具有两个高效降压稳压器的级联设置如图2所示。第一步，将48 V的电压转换为12 V。然后在第二个转换步骤中将该电压转换为3.3 V。LTM8027 μModule稳压器在48 V电压降至12 V电压范围时的总转换效率超过92%。第二个转换步长从12 V降至3.3 V，由LTM4624执行，转换效率为90%。这产生了83%的总功率转换效率。这比图1中的直接转换高3%。

图2.电压从 48 V 转换到 3.3 V，分两步完成，包括 12 V 中间电压。

这可能非常令人惊讶，因为3.3 V输出端的所有电源都需要通过两个单独的开关稳压器电路。图1所示电路的效率较低，原因是占空比短，电感峰值电流较高。

在比较单降压架构和中间总线架构时，除了电源效率之外，还有更多方面需要考虑。

针对这一基本问题的另一个解决方案是ADI公司的新型混合降压型控制器LTC7821。它将电荷泵动作与降压调节相结合。这使得占空比达到2× V在/V外因此，可以在非常高的功率转换效率下实现非常高的降压比。

图 3 示出了 LTC7821 的电路设置。它是一款混合降压同步控制器。它集成了一个电荷泵，可将输入电压减半，并结合了一个采用降压拓扑的同步降压转换器。有了它，在500 kHz开关频率下将48 V转换为12 V的转换效率可以超过97%。对于其他架构，这种高效率只有在开关频率低得多的情况下才可行。它们需要更大的电感器。

图3.混合降压转换器的电路设计。

四个外部开关晶体管被激活。在工作期间，电容C1和C2产生电荷泵功能。以这种方式产生的电压通过同步降压功能转换为精确调节的输出电压。为了优化EMC特性，电荷泵用于软开关操作。

电荷泵和降压拓扑的组合具有以下优点。由于电荷泵和同步开关稳压器的最佳组合，转换效率非常高。外部 MOSFET M2、M3 和 M4 只需承受低电压。电路也很紧凑。线圈比单级转换器方法更小，更便宜。对于此混合控制器，开关 M1 和 M3 的占空比为 D = 2 × V外/V在.对于 M2 和 M4，占空比计算为 D = （V在– 2 × V外）/V在.

对于电荷泵，许多开发人员假设功率输出限制约为100 mW。采用LTC7821的混合转换器开关设计用于高达25 A的输出电流。为实现更高的性能，多个 LTC7821 控制器可以以具有同步频率的并联多相配置进行连接，以分担总负载。

图4显示了不同负载电流下48 V输入电压和5 V输出电压的典型转换效率。在大约6 A时，转换效率超过90%。在 13 A 和 24 A 之间，效率甚至高于 94%。

图4.在500 kHz开关频率下将48 V转换为5 V的典型转换效率。

混合降压控制器以紧凑的形式提供非常高的转换效率。它为具有中间总线电压的分立式两级开关稳压器设计和被迫以极低占空比运行的单级转换器提供了一种有趣的替代方案。一些设计师更喜欢级联架构，而另一些设计师则更喜欢混合架构。有了这两个可用的选项，每个设计都应该成功。

审核编辑：郭婷