如何优化开关稳压器中控制算法的使用

在本应用笔记中，我们将研究开关稳压器的三种基本控制算法。我们将讨论每种方法的优缺点，并就正确的环路补偿策略提供指导，以获得快速稳定的响应。

介绍

至少从17世纪开始，我们就有了线性系统的反馈控制方案。它们被用来调节磨石之间的压力和距离，然后，著名的是，控制詹姆斯瓦特的蒸汽机。这些早期技术适用于当今使用的线性稳压器的控制。在当今的电源对话中，开关技术是首选。这就是为什么考虑控制输出电压很重要的原因，通常使用脉宽调制（PWM）技术。本应用笔记介绍了三种常见的控制方法——恒定导通时间、电压模式和电流模式——以及它们的优缺点和实现方式。

最简单的控制方法：恒定导通时间

恒定导通时间可能是降压转换器电路中使用的最简单的控制方法。此方法为输出提供固定周期的能量爆发。为了保持恒定的输出电压，突发的重复率是可变的。图1描述了提供固定长度脉冲的单触发或单稳态脉冲，使输出电感中的电流从其平均直流值线性上升，并为输出电容充电。随着脉冲，电容电压下降。当电压降至基准值以下时，通过启动下一个导通脉冲，我们可以有效地调节输出电压，轻负载产生更长的关断时间。凭借其正反馈，该电路的作用类似于功率振荡器，因此有时被称为“砰”或“纹波”稳压器。由于关断时间可变，电路本质上是可变频率的。

图1.持续导通时间控制。

由于这种方法没有负反馈，因此不需要环路补偿，并且电路可以立即对负载变化做出反应。此外，考虑到轻负载下的低频工作，整个负载范围内的效率可能很高。

然而，除了可变频率之外，这种方法也有一些缺点。该电路确实取决于电压纹波的存在，因此需要折衷方案，以提供足够低的纹波，但又足够高，以使控制比较器不会受到开关噪声的过度影响。此外，还缺乏固有的过载保护——负载过大时，频率会进一步增加，从而增加开关损耗。这就是为什么通常有一个由图中标记为“min off”的块形成的最小关闭时间限制。

一种固定频率控制方法：电压模式

电压模式通常以固定频率工作，采用PWM。在图2中，输出电压与基准电压源和误差信号V 进行比较E产生以直接控制来自电源开关的导通时间脉冲的宽度。这是一个线性负反馈环路，受带宽限制以避免不稳定，因此至少滤除开关频率噪声。

图2.电压模式控制。

然而，在带有LC输出滤波器的降压转换器中，高于其谐振频率的小信号响应存在180度相移，谐振频率可能只有几百Hz。再加上负反馈环路固有的 180 度偏移，为我们提供了 360 度的偏移，如果该频率有任何环路增益，则会导致一定的不稳定性。这将迫使我们以如此低的频率滚降误差放大器中的增益，以至于环路会非常慢。输出电容ESR在这里可能很有用，部分原因是在电容及其ESR的转折频率上方，ESR占主导地位，因此输出电路变成LR网络，其相移小于LC。这样可以有效地扩展环路带宽。然而，使用陶瓷输出电容器时，问题确实会再次出现，而陶瓷输出电容器几乎没有ESR。

在任何情况下，为了获得最佳的环路速度和输出精度，误差放大器需要仔细调整其频率响应。虽然我们一直专注于降压转换器，但这种技术也可以很容易地用于其他拓扑，例如升压、降压-升压和所有类型的隔离转换器，但推挽电路除外。

一种实现更高环路带宽的方法：电流模式

Cecil Deisch 最初发明了电流模式控制，以防止推挽式电路中的变压器“楼梯饱和”，采用电压模式控制。然而，不久之后，这种技术在应用于大多数转换器拓扑时就被认为是有益的。如图3所示，这种实现类似于电压模式，只是锯齿斜坡不是单独生成的;它源自开关导通时间期间的电感电流斜坡。这意味着当达到特定的峰值电流时，我们将关闭开关，并通过时钟信号再次打开。这种方法有几个好处。输出滤波器现在由受控电流源驱动，使其成为单极点响应。这仅比其转折频率高出90度的相移，在整体相位延迟达到360度之前允许更高的环路带宽。误差放大器补偿器网络变得不那么重要，可以更容易地集成到控制IC中。

图3.电流模式控制。

由于直接检测峰值电流，因此开关电流可以逐脉冲过载限制在安全值。因此，您可以更接近电感的磁饱和极限，因为知道有一个快速电流限制可用。最后，还有一个自动前馈机制，可直接控制输入变化的脉冲宽度。在电压模式电路中，必须等待输入电压变化通过功率级传播到输出，然后通过误差放大器返回，然后才能进行校正。在电流模式下，输入电压变化直接影响电感斜坡的斜率，具体因素如下：

较高的输入电压产生更快的斜坡，这意味着您可以更快地达到关断阈值并获得更短的脉冲 - 这正是校正更高电压所需要的。因此，在电流模式控制的电路中，线路调节非常好。

负载均流是电流模式控制的另一个优点。如果错误信号V相同E应用于几个相同的转换器，然后转换器的峰值电流保持相等，进而保持转换器的平均电流也相等。

电流模式控制的缺点是什么？如果电路工作在50%占空比以上，则会出现一种称为次谐波振荡的效应。这种效应似乎是由电流环路在开关频率的一半处的增益峰值引起的。这表现为交替的窄功率脉冲和宽功率脉冲。不过，解决方法非常简单——通过添加源自系统时钟的斜坡，人为地增加了电感电流的斜坡斜率。将检测电流斜率增加一个大于电感电流下降斜率一半的值就可以解决问题。然而，过多的斜率补偿确实会使环路重新进入电压模式，因此在这种情况下，越多越好。

电流模式适用于所有拓扑，但半桥除外，半桥需要额外的复杂性以避免串联桥式电容器失控的不平衡。

关于极点和零点的提醒

在控制回路中，我们谈论极点和零点。这些是在特定频率下发生的传递函数的最大值和最小值，表示增益与频率图中的转折点。

公平的补偿

为了保证稳定性并实现最快、最精确的输出电压控制，电压模式和电流模式方案需要误差放大器频率响应定制或补偿。三种方案，称为I型，II型和III型，涵盖了所有实际应用。类型编号对应于误差放大器响应中的极点数。

图 4 显示了这些安排。您可能会将 I 型补偿器识别为积分器，其增益从 DC 时的最大值下降 20dB/十倍频程。相移为恒定的270度（90度积分器加运算放大器的180度）。该电路将保持一些环路稳定，但环路带宽非常差。

图4.误差放大器补偿电路。

II型补偿器用于电流模式转换器，具有两个极点和一个零点。与类型 I 一样，在 0Hz 处有一个极点，但将零点放置在单输出滤波器极点出现的最低频率处。这消除了由极点引起的相移，并增加了增益以阻止由0Hz极点引起的-20dB/十倍频程增益滚降。这样做的效果是扩展环路的有用带宽。最后一个高频极点可确保在整个环路相移达到360度之前再次降低增益，并具有一定的裕量。

III型补偿器用于电压模式控制，其中输出滤波器的双极点在功率级传递函数中引入陡峭的-40dB/十倍频程增益滚降，快速相位变化为-180度。补偿器有两个零点，再次放置以消除两个输出滤波器极点。放置0Hz极点和两个高频极点以保持高增益，并将相位延迟降至尽可能高的频率。给定可能的变量数量，您可以使用不同的极点零放置方案来优化不同条件下的结果。

使用这些技术，环路可以具有有用的增益和带宽，最高可达开关频率的十分之一左右。

审核编辑：郭婷