具有双RMS检波器的集成双向电桥用于RF功率和回波损耗测量

作者：Eamon Nash and Eberhard Brunner

定向耦合器用于检测RF功率的各种应用，它们可能出现在信号链中的多个点。在本文中，我们将探讨ADI公司的一款新型器件ADL5920，它将宽带定向桥式耦合器与两个均方根响应检测器集成在5 mm×5 mm表贴封装中。与传统的分立定向耦合器相比，该器件具有显著的优势，后者难以在尺寸和带宽之间进行权衡，尤其是在低于1 GHz的频率下。

在线RF功率和回波损耗测量通常使用定向耦合器和RF功率检波器来实现。

在图1中，双向耦合器用于无线电或测试和测量应用，以监控发射和反射的RF功率。有时还需要在电路中嵌入RF功率监控，一个很好的例子是将两个或多个源切换到发射路径（使用RF开关或外部电缆）。

图1.测量RF信号链中的正向和反射功率。

定向耦合器具有方向性的宝贵特性，即能够区分入射和反射RF功率。当入射RF信号在到达负载的途中通过正向路径耦合器（图2）时，一小部分RF功率（通常比入射信号低10 dB至20 dB的信号）被耦合并驱动RF检波器。在测量正向和反射功率的情况下，使用与正向路径耦合器相反的第二个耦合器。来自两个检波器的输出电压信号将与正向和反向RF功率电平成正比。

图2.使用定向耦合器和RF检波器的典型RF功率测量系统。

表面贴装定向耦合器需要在带宽和尺寸之间进行基本权衡。而具有一个倍频程频率覆盖（即F.MAX等于两倍 F最低） 通常采用小至 6 mm 的封装2，多倍频程表面贴装定向耦合器会大得多（图 3）。宽带连接器定向耦合器具有多倍频程频率覆盖范围，但明显大于表面贴装器件。

图3.连接器定向耦合器、表面贴装定向耦合器和ADL5920集成IC，带定向桥和双均方根检波器。

图3还显示了ADL5920的评估板，ADL5920是一款新型RF功率检测子系统，检测范围高达60 dB，采用5 mm×5 mm MLF封装（ADL5920 IC位于RF连接器之间）。ADL5920的框图如图4所示。

图4.ADL5920原理框图

ADL5920不使用定向耦合器检测正向和反射信号，而是采用获得专利的定向桥技术来实现宽带和紧凑的片内信号耦合。要了解定向电桥的工作原理，我们需要先退后一步，看看惠斯通电桥。

惠斯通电桥

定向电桥的概念基于惠斯通电桥（图5），该电桥在平衡时产生零差分电压。在惠斯通电桥中，两个桥臂中的一个电阻是可变的（R2），而另外两个电阻（R1和R3）是固定的。总共有四个电阻——R1、R2、R3和Rx，其中Rx是未知电阻。如果 R1 = R3，则当 R2 等于 Rx 时，V外= 0 V。当可变电阻具有正确的值时，电桥的分压比相等，从而在产生V的差分检测节点上产生零伏差分信号，从而认为电桥是平衡的外.

图5.惠斯通电桥。

单向桥

图6是单向电桥的原理图，它最好地解释了这种器件的基本工作原理。首先，重要的是要注意方向桥需要为特定的Z Zo并且插入损耗最小化。如果 RS= RL= R = 50 Ω，则电桥的检测电阻为5 Ω，这是插入损耗（<1 dB）和信号检测之间的良好折衷。计算 R外从负载回头看，在计算R时，端口阻抗精确到50 Ω在将导致 50.8 Ω 端口阻抗 （|Γ| = 0.008;RL = –42 dB;驻波比 = 1.016）。如果施加的信号如RFIP所示，则由于R在~50 Ω，RFIP处的电压约为源电压的一半。如果我们假设RFIP处的电压等于1 V，那么RFOP处的电压约为0.902 V。

该电压进一步衰减10/11 = 0.909，使得差分放大器的负输入为0.82 V，产生的差分电压为（1 – 0.82） = 0.18 V。该电桥的有效正向耦合系数（Cpl）为：

在电桥环境中的平衡意味着当信号以相反方向（RFOP到RFIP）施加时，VFWD检波器（或Cpl端口）理想情况下将看到零差分电压，而当信号在正向施加时（RFIP到RFOP）时，它将看到最大信号。为了在这种结构中获得最大的方向性，精密电阻器至关重要，这就是为什么将它们集成是有益的。

在单向电桥中，为了确定计算回波损耗所需的隔离度，需要翻转器件，然后将输入信号施加到RFOP。在这种情况下，电桥是平衡的，差分放大器的正负输入相等，因为相同的分频比0.909 = （10R/（10R + R） = （R/（R+0.1R））导致差分电压为（V+减V–）= 0 V。

图6.简化的单向桥接图。

双向桥梁

图7是双向电桥的简化图，类似于ADL5920中使用的电桥。对于 50 Ω 的环境，单位电阻 R 等于 50 Ω。因此，电桥的检测电阻值为5 Ω，而两个并联网络各约为1.1 kΩ。

这是一个对称网络，所以输入和输出电阻，R在和 R外，相同且接近 50 Ω 当 RS和 RL也等于 50 Ω。

当源阻抗和负载阻抗均为50 Ω时，内部网络的欧姆分析告诉我们，与VREV相比，VFWD将相当大。在实际应用中，这对应于从电源到负载的最大功率传输。这导致反射功率很小，进而导致VREV非常小。

接下来，让我们考虑如果 RL无限（开路）或零（负载短路）。在这两种情况下，如果我们重复欧姆分析，我们发现VFWD和VREV大致相等。这反映了一个真实世界的系统，其中开路或短路负载导致正向功率和反射功率相等。下面对这些方案进行更详细的分析。

图7.简化的双向桥接图。

驻波比和反射系数

对网络分析中的错误进行全面分析过于复杂，超出了本文的范围，但我们想在这里总结一些基本概念。一个很好的资源是Marki微波，方向性和VSWR测量的应用说明。1

行波是描述传输线电压和电流的重要概念，因为它们是位置和时间的函数。沿传输线的电压和电流的一般解由正向行波和反向行波组成，它们是距离x的函数。2

在公式2和公式3中，V+（x）表示向负载传播的电压波，而V–（x）表示由于失配而从负载反射的电压波，Z0是传输线的特性阻抗。在无损传输线中，Z0由经典等式定义：

最常见的 Z 轴0输电线路为 50 Ω。如果这样的线路以其特性阻抗端接，那么对于50 Ω源来说，它看起来像一条无限线，因为任何沿线路传播的电压波都不会产生任何可以在源上或沿线其他任何地方检测到的反射。但是，如果负载不同于 50 Ω，则会沿可检测到的线路产生驻波，并由电压驻波比 （VSWR） 定义。

更一般地说，反射系数定义为：

哪里Γ0是负载反射系数，γ传输线的传播常数。

R、L、G 和 C 是传输线每单位长度的电阻、电感、电导和电容。

回波损耗（RL）是以dB为单位的反射系数（Γ）的负值。这一点很重要，因为反射系数和回波损耗经常被混淆并互换使用。

除了上述负载失配之外，回波损耗的另一个非常重要的定义是阻抗不连续时的入射和反射功率。这是由

并广泛用于天线设计。VSWR、RL 和 Γ0相关如下：

等式14和等式15表示驻波电压的最大值和最小值。VSWR定义为沿波的最大电压与最小电压之比。沿线路的峰值和最小电压为

例如，在50 Ω传输线中，如果正向行进电压信号的峰值幅度为A = 1，并且该线路与完美负载匹配，则|Γ0|= 0，没有驻波（VSWR = 1.00），沿线路的峰值电压为A = 1。但是，如果 R负荷是 100 Ω或 25 Ω，则|Γ0|= 0.333，RL = 9.542 dB，驻波比 = 2.00，|V（x）|.max= 1.333 和|V（x）|最小= 0.666。

图8是图7的复制品，但信号以默认正向配置显示，行进功率波指示参考平面在负载处的位置。在波长相对于物理结构较长的低频下，电压和电流同相，可以根据欧姆定律分析电路。

图8.带信号的简化双向桥接。

端口定义如下：输入端口（端口 1）位于 RFIP，输出端口（端口 2）位于 RFOP，耦合端口（端口 3）位于 V前轮驱动和 VREV 的隔离端口（端口 4）。由于结构是对称的，当信号在Z Z处反射时，端口会反转L或适用于 RFOP。

在负载匹配的情况下，发电机电压连接到端口 1 （RFIP），并且与 ZS= ZL= Z0= R = 50 Ω，

和 VL/VS+为插入损耗，L我，或以 dB 为单位的 IL。

主线电阻两侧的两个分流支路的衰减系数为 0.1 × R 为

图 8 中的等式表示|VREV|和|VFWD|显示那些在正向方向施加信号的电压的值。这些公式表示简化原理图的基本方向性极限，这是由于隔离端口处的非理想抑制为33 dB所致。

从图8可以看出，线性域中双向电桥的方向性由下式决定

这表明，为了增加方向性，α需要等于插入损耗L我.

在硅中，峰值方向性通常优于简化图（图9）。

如果 ZL不等于 ZO，通常情况下，耦合和隔离端口电压很复杂，将是

其中 VS+是端口 1（节点 V）的正向电压S） 和 VL–是端口 2（节点 V）负载的反射电压L).Θ是反射信号的未知相位，

将 （24） 替换为 VL–在 （22） 和 （23） 中并使用 （21） 来简化结果，再加上

产生复杂的输出电压

从（26）和（27）我们可以观察到，对于DL>>1，

在ADL5920中，电压VREV和VFWD通过两个60 dB范围的线性dB均方根检波器映射到电压VRMSR和VRMSF（V.ISO/VSLP） 和 （V.CPL/VSLP） 分别以分贝为单位。所以器件V的差分输出差异以分贝为单位表示

其中 VSLP，检测器斜率约为60 mV/dB。

使用 （28） 中 （29） 的电压到 dB 映射

使用等式30中的等式9可得到

图9.ADL5920方向性与频率的关系输入电平为20 dBm。

图10显示了ADL5920正向驱动ADL5920时正向功率检测均方根检波器的响应。每条迹线对应于所施加的特定功率电平的输出电压与频率的关系。虽然绘图停止在10 MHz，但已经验证了在低至9 kHz的频率下的工作。在图11中，相同的数据表示为输出电压与输入功率的关系，每条迹线代表不同的频率。

图 10.多个输入功率电平下正向路径检测器的典型输出电压与频率的关系。

图 11.在多个频率下，典型输出电压与正向路径检波器的输入功率的关系。

当ADL5920的射频外引脚端接一个50 Ω电阻，应该没有反射信号。因此，反向路径检测器不应记录任何检测到的反向功率。但是，由于电路的方向性不理想，并且会随频率滚降，因此会在反向路径中检测到一些信号。图12显示了RF时正向和反向路径检波器在500 MHz下测得的电压在被扫描和射频外终止 50 Ω。这些迹线之间的垂直分离直接关系到桥梁的方向性。

图 12.当电桥由RF驱动时，VRMSF和VRMSR输出电压与500 MHz时的输入功率的关系在和射频外终止 50 Ω。

图13显示了改变负载对正向功率测量的影响。定义的功率电平应用于射频在RF上负载的输入和回波损耗外从 0 dB 到 20 dB 不等。正如预期的那样，当回波损耗在10 dB至20 dB范围内时，功率测量精度相当不错。但随着回波损耗降低到10 dB以下，功率测量误差开始增加。值得注意的是，对于0 dB的回波损耗，误差仍然仅在1 dB范围内。

图 13.在 1 GHz 下测量的正向功率与施加功率和负载回波损耗的关系。

在图14中，ADL5920用于测量负载的回波损耗，也是在1 GHz时。已知回波损耗应用于RF时外港口。测量VRMSF和VRMSR，并反向计算回波损耗。

图 14.在1 GHz下测量的回波损耗与施加的回波损耗和RF功率的关系。

关于这个情节，有很多要点需要注意。首先，可以看出，ADL5920测量回波损耗的能力随着回波损耗的改善而降低。这是由于设备的方向性。其次，注意测量精度如何随着驱动功率的下降而降低。这是由于ADL5920板载均方根检波器的检测范围和灵敏度有限。第三个观察结果与迹线中的明显涟漪有关。这是由于每次测量都是在单个回波损耗阶段进行的。如果在所有回波损耗阶段重复测量，则会产生一系列曲线，其垂直宽度大致等于纹波的垂直宽度。

应用

ADL5920能够测量在线RF功率和回波损耗，适用于多种应用。它的小尺寸意味着它可以放入许多电路中，而不会对空间产生重大影响。典型应用包括RF功率电平高达30 dBm的在线RF功率监控，其中插入损耗并不重要。回波损耗测量功能通常用于监控RF负载的应用。这可能是一个简单的电路，用于检查天线是否未损坏或折断（即灾难性故障）。但是，ADL5920也可用于测量材料分析应用中的标量回波损耗。这最适用于低于约2.5 GHz的频率，其中方向性（以及测量精度）大于15 dB。

ADL5920提供两种外形尺寸进行评估，如图15所示。左侧显示传统评估板，其中检测器输出电压在夹式引线和SMA连接器上可用。该评估板还包括一个校准路径，可用于校准FR4板的插入损耗。

右侧显示的集成度更高的评估板，包括一个4通道、12位ADC （AD7091R-4）。该评估板插入ADI公司的SDP-S USB接口板，包括计算RF功率和回波损耗的PC软件，并包括基本的功率校准程序。

图 15.ADL5920评估板选项

审核编辑：郭婷