了解镜像抑制及其对所需信号的影响

AD9361和AD9371 RadioVerse™宽带收发器系列均具有无与伦比的集成度，以及丰富的特性和许多用户可选选项。这两个系列在几个关键领域的性能水平明显不同，两个产品系列之间的功耗也有很大差异。镜像抑制是两个系列的性能差异之一。本文探讨了图像的来源、它们是什么以及它们如何影响整体系统性能。有了这些信息，客户可以做出明智的决策，并为应用选择合适的收发器。

镜像抑制基础知识

AD9361和AD9371系列均采用零中频（又称零中频或ZIF）架构，集成度非常高，并显著减少了系统中频率相关元件的数量。如图1中AD9371的框图所示，主接收和发射信号路径均使用一个复数混频器级在以本振（LO）频率为中心的射频（RF）和以直流为中心的基带之间进行转换。有关了解ZIF收发器中使用的复杂混频器的绝佳起点，请参阅本文末尾引用的有关复杂RF混频器的文章。1

图1.RadioVerse AD9371收发器框图。

ZIF无线电在由于这种高集成度而具有许多优势的同时，也带来了挑战。复数混频器具有同相 （I） 和正交相位 （Q） 信号。这些信号的相位或幅度的任何不匹配都会降低上变频I和Q信号组合时发生的求和和抵消。这在上面引用的文章中进行了描述。不完全消除会导致在传输时，目标信号的反转副本出现在本振（LO）频率与所需信号相反的一侧。此副本称为图像，与所需信号相比，其幅度减小。类似地，接收时，所需信号的反转副本出现在与所需信号相反的直流侧。在其他一些架构（例如，超外差）中，可以在中间阶段过滤此映像。ZIF架构的主要优点是去除了这些滤波器和中间混频器级，但这需要非常好的I和Q平衡，以将镜像幅度降低到可接受的水平。

图2中的接收信号路径简化图显示了这些失配发生的位置与ΔA，Δf指定的失配C和 Δφ。只有一条路径显示附加因素，因为创建图像的是信号路径之间的不平衡，而不是信号路径的绝对增益和相位。因此，仅在其中一条路径中显示所有不平衡因子在数学上是正确的。图2所示的复数混频器也称为正交混频器，因为提供给混频器的两个LO信号彼此正交。

图2.简化的正交接收器信号路径显示损伤。

图3示出了使用单音或连续波（CW）期望信号和所得不需要的CW图像的示例。所需信号下变频至频率ωC.如果正交平衡不完美，图像将以频率 –ω 出现C.镜像抑制无线电（IRR）是所需信号和不需要的图像信号之间的dB差。降低正交平衡称为正交误差校正（QEC）。

图3.单音期望信号和不需要的图像。

镜像幅度与增益和相位失配有关，公式如下：

哪里：

Δ = 归一化幅度不平衡。要消除两个信号，理想情况下，它们需要异相180°，并且具有相同的幅度。cos（d） 中的“d”表示两个信号彼此之间的相位偏差。0 是理想的。1° 表示一个信号偏离 179° 而不是 180°。如果一个信号的振幅为 1，其他信号的幅度为 0.99，则增量为 0.99。

θ = 以度为单位的相位误差（理想值为零）

公式1得到一个二维矩阵，因为两个输入变量都会单独降低镜像抑制性能。该矩阵的一部分如图4所示，其中整个页面的轴是幅度不平衡，进入页面的轴是相位不平衡，垂直轴是以dB为单位的镜像抑制。例如，如果存在0.00195幅度误差，并且系统需要实现76 dB的镜像抑制，则相位误差必须优于0.01286°。即使在单个集成电路器件中，也很难通过控制影响I和Q匹配的所有因素来实现优于50 dB的镜像抑制。要实现AD9371通常实现的76 dB镜像抑制，需要数字算法来操作模拟路径变量并在数字域中应用校正。

图4.镜像抑制（dB）与幅度不平衡（dB）和相位不平衡（度数）的关系。

图像对所需信号的影响

图5显示了单个载波外壳的简化图，下变频后波形以直流为中心。此波形的一个例子是 20 MHz LTE 下行链路 OFDM 信号的单个实例。如图5所示，负侧目标信号的一部分将在正侧具有图像，反之亦然。在以直流为中心的单载波情况下，图像落在目标信号内（或顶部）并破坏目标信号。

图5.具有不需要的图像的单个调制载波。

当接收然后解调信号时，将存在几种损伤。热噪声就是一个例子，它增加了接收信号路径的本底噪声。如果图像落在所需信号内，它们也会增加噪声。如果所有噪声源的总和太高，则无法解调信号。单载波和多载波图中显示的本底热噪声就是一个例子，在这些讨论中，作为贡献因素被忽略了。

当使用AD9361的内部LO时，AD9361与基准时钟源一起适当提供，具有推荐性能，在没有本底噪声限制的情况下，AD9361将实现约–40 dB EVM。EVM 受 RF PLL 相位噪声的影响限制为 –40 dB。AD9361镜像抑制性能约为50 dBc，这意味着在图5所示的单载波情况下，仅镜像只会使EVM降低约0.5 dB。如此低的EVM降级意味着收发器通常不会成为64-QAM甚至更高调制方案的限制因素。在这种单载波情况下，图像始终比目标信号小约50 dB，如图5所示。

图6显示了一个多载波示例。这里，所需信号在下变频后从直流偏移。

图6.多载波调制信号，带有来自信号 1 的不需要的图像，损坏信号 2。

每个所需信号的图像通过直流反射并显示在频谱的另一侧。在本例中，两个目标信号已下变频为与直流相同的偏移，正侧为所需信号1，负侧为所需信号2。请注意，所需信号 2 的幅度比所需信号 1 的幅度低 60 dB。在多载波情况下，当来自两个移动站的信号在传输到同一基站时遇到不同程度的路径损耗时，会出现具有不同幅度的两个载波。当两个站与基站的距离不同，或者一个站通过或围绕与另一个站不同的对象进行传输时，可能会发生这种情况。

目标信号 2 的幅度比目标信号 1 的图像低 10 dB。这表示所需信号 2 的信噪比为 –10 dB。解调，即使使用最简单的调制技术，即使不是不可能，也是极其困难的。显然，需要更好的镜像抑制性能来处理这些情况。

图7显示了相同的场景，但具有AD9371的典型接收镜像抑制性能。

图7.多载波调制信号，带有来自信号 1 和低于信号 2 的不需要的图像。

来自所需信号 1 的图像现在比所需信号 2 的幅度低 15 dB。这提供了15 dB的信号噪声比，足以使用各种调制方案解调所需的信号2。

降低AD9361和AD9371正交不平衡的技术

AD9361和AD9371均具有优化的模拟信号和LO路径，可固有地降低正交不平衡。然而，如上所述，好的硅可以实现的东西是有限的。数字校正可以将镜像抑制提高几个数量级。

AD9361接收器正交校准采用一种算法，分析整个接收的数据频谱，以在整个带宽范围内创建平均校正。对于单载波用例和相对较窄的带宽（如20 MHz），这种校正可在目标带宽上产生良好的镜像抑制。这称为与频率无关的算法。该算法对接收到的数据和实时更新进行操作。

AD9371在初始化期间通过注入测试音运行接收镜像抑制校准，以及在工作期间使用实际接收数据运行。这些更高级的校准可针对频率相关不平衡以及频率无关不平衡进行调整。算法实时更新。在占用信号带宽范围内，实现校正的更高级算法和电路的性能比AD9361高约25 dB。

本文演示了使用接收信号路径的正交不平衡的起源和影响，但ZIF收发器也必须克服发射信号路径中的相同问题。发射器的输出包括所需信号以及信号路径或LO路径不平衡时的镜像。

对于发射信号路径，AD9361使用初始化校准，将正交不平衡降低到优化硬件设计提供的正交不平衡以下。校准使用放置在单个频率和单个衰减设置下的CW音。该算法通常使图像比所需信号的功率低约50 dB。另一种写法是–50 dBc（低于载波的分贝）。在整个温度范围内、宽带宽或不同衰减设置下工作都会影响图像电平。

AD9371使用分布在所需信号带宽上的许多内部生成的音调进行初始发射路径校准，并确定多个发射衰减设置的校正因子。在工作期间，发射信号路径跟踪校准使用实际传输的数据，并在工作期间定期更新校正因子。与AD9361相比，AD9371的镜像抑制性能提高了约15 dB，并且在温度、衰减和占用信号带宽范围内具有这一优势。

简化的具体示例

使用本文到目前为止介绍的所有内容，让我们进行一个思想实验，并假设我们正在构建一个系统，其中有一个中央基站和多个客户端设备。为了简化示例，系统将远离导致多路径的对象（如建筑物）进行操作。基站应与客户端设备通信，这些设备可以分布在整个半径为 100 米的区域，如图 8 所示。

图8.显示基站和客户端站的假想小区覆盖区域。

该系统将使用多个同时传输的6 MHz宽载波，总带宽为18 MHz。假设在这个系统中，一个客户端单元可能非常靠近基站（例如 0.3 米），而最远的客户端单元当然可能是 100 米远。两者之间的自由空间路径损耗差约为50 dB。我们还假设基站基带处理器可以测量接收功率，然后告诉客户端将其发射功率增加或减少多达 10 dB。附近的客户端将降低 10 dB，而范围远端的客户端将以全功率传输。这会将基站的接收功率降低10 dB，导致总电位差为40 dB，如图9所示。 显示的两个载体代表上述最坏情况。为清楚起见，省略了可能位于两个所需信号之间的可选载波。

图9.多载波调制信号示例。

在此系统中，我们将假设基站和客户端将使用相同的收发器。如果使用AD9361，则传输的图像可能比目标信号幅度低约50 dB。接收器还将增加类似数量的图像功率。两个正交不平衡相结合，产生比所需信号低约47 dB的图像。

如果AD9371用于链路的两端，则传输的镜像通常为下降65 dB，接收器将提供比所需信号低75 dB的镜像。将这两者相加，总图像比所需信号低约64.5 dB。图 10 显示了这两个结果。

图 10.AD9361和AD9371的多载波调制信号示例，包含镜像幅度。

在这个简化的示例中，我们只考虑图像的影响，而忽略了对SNR的影响，如热噪声、相位噪声和非线性。在本例中，AD9361的信噪比约为7 dB，而AD9371的信噪比约为24.5 dB。如果该系统采用64 QAM等复杂调制方案，则系统总SNR要求可能会使AD9371成为最佳选择。如果使用更简单的调制方案，例如QPSK，AD9361可能绰绰有余。基带处理器中使用的技术将确定解调信号所需的实际系统SNR。当然，要从这个思想实验转向真正的系统，必须考虑以前被忽视的影响，例如热噪声。

结论

前面的曲线和两个收发器中正交校正算法的描述集中在接收信号路径上。出于同样的原因，不需要的图像的影响也适用于传输路径。落在较小载波顶部的传输图像对于接收信号的电台来说同样麻烦。

描述收发器用于降低镜像电平的技术的部分显示了两个不同器件系列所实现的定量差异。然后，上面的具体示例将引导我们完成系统设计，并将设计决策缩小到几个关于解调接收信号所需SNR的简明问题。虽然AD9371系列始终具有比AD9361系列更好的镜像性能，但AD9371系列的更高功耗和高速串行接口的使用要求系统工程师考虑设计的各个方面，并为其应用找到最佳解决方案。

审核编辑：郭婷