如何驱动LTC2387基准

下面的原理图显示了一个外部基准滤波器/缓冲器，它成为基准放大器，“过驱动”REFBUF，并产生一个比内部基准低至少50倍的1/f转折。内部基准在大约 15 KHz 处有一个 1/f 拐角。

使用本系列第二部分所示的成像驱动器，1/f转折点似乎在200Hz左右，尽管仿真表明该基准电压缓冲器实际上有一个大约10 Hz的转角。它本身并不是真正的 1/f 转折，它源于滤波器滚降 LTC6655-4096 的高得多的噪声密度。因此，在这一点上，它在电压噪声密度方面的斜率为1 / f，而不是通常涉及的噪声功率密度。LTC6655的噪声密度约为70 nV/√Hz，输出频率约为30 KHz，但经过R17/C10滤波，以产生约7 Hz的转折。采用这些驱动器的ADC的标称宽带噪声密度约为32 nV/√Hz，为15 Msps。参考噪声密度相当的点约为11 Hz。AD8002的数据手册显示的1/f转折约为100 Hz，但它几乎占主导地位，因此产生的转折将被下推至70 Hz左右。这是关于我们在双极零点看到的。

由于LTC6655-4096基准电压源的噪声密度为70 nV/√Hz，平坦至约30 KHz，如果单独用作外部基准电压驱动器（如数据手册所示），它将该区域的本底噪声提高约6 dB，并在约70 KHz时产生1/f转折。

图5 外部基准电压源滤波器/缓冲器

接近双极性零点，或者我应该说是中间电平，基准噪声的影响消失，因为ADC充当乘法器。如果提供满量程直流信号，则基准电压源的1/f特性在大变换中会很明显。使用内部基准时，直流接近满量程时，1/f转角约为15 KHz。同样，对于高振幅交流信号，基波根部周围的本底噪声将以类似的方式升高，尽管它低9 dB，因为它分布在两个边带（6 dB）AM边带之间。AM调制正弦波的功率电平相对于调制直流信号降低3 dB。这些AM边带几乎不可能观察到，因为接近的时钟相位噪声也会发挥作用。

使用此基于 LT6233 的缓冲器时，施加满量程直流时的 1/f 转折小于 200 Hz。

我们没有足够的交流信号源来测试近距离AM边带上的这种影响。

什么时候不需要低 1/f 噪声？

如果只关注在整个7.5 MHz奈奎斯特带宽上积分的SNR，则1/f区域的贡献仅使本底噪声提高约0.002 dB，与温度升高1/8°C大致相同。

对于单帧成像，1/f 毫无意义。对于脉冲应用，它可能毫无意义，除非在传统上由对数放大器提供的宽动态范围情况下。这意味着低1/f噪声可以改善长期基线，必须从中提取非常低水平的单极性脉冲，可能是重复的。

如果对低于20 KHz的区域没有兴趣，那么该基准电压缓冲器可能是一项毫无意义的费用，除了它对增益稳定性的影响。

但是，如果对来自剧烈过采样的某些信息感兴趣，但不一定代表可能感兴趣的所有信息，则内部基准的 1/f 贡献或 LTC6655-4096 本身可能值得重新考虑。举一个使LTC6655看起来很糟糕的例子：如果通过数字滤波降低带宽，则大幅过采样时可能期望的处理增益可能会令人失望。例如，如果带宽降低到20 KHz，则可以从上面的基准电路中预期，SNR约为115dB，但使用LTC6655-4096作为参考驱动器时仅为109 dB。如果将比较移动到1/f区域，例如50 Hz，则内部基准电压源相对于上述基准电压源会使本底噪声升高约17 dB。例如，在弱返回多普勒频移信号的情况下，在存在近乎全振幅的静态返回的情况下，偏移为50 Hz，这也代表了分辨能力的17 dB妥协。激励信号最好非常干净，因为相位噪声会产生看似相似的效果，尽管它是相位噪声，而不是AM，并且可以在一定程度上区分。如果激励来自低相位噪声100 MHz振荡器（如CVHD-950），使用LTC1668等DAC或分压器降至1 MHz，则50 Hz失调时的相位噪声应约为-130 dBc，并且与AM旁瓣处于同一范围内，基准电压源由上述缓冲器驱动。如果采样和激励都来自同一振荡器，则与原始振荡器相关的接近相位噪声将消失，只留下分频器的加性相位噪声或DAC（如果涉及）其量化分布在fs/2、DAC中的任何AM以及由基准电压源产生的AM上。在多普勒超声效应流量计中，激发频率为1 MHz，50 Hz多普勒频移对应于约1.5英寸/秒的运动。

放大器的选择

之所以选择 LT6233，是因为它具有低噪声电流和噪声电压、相当低的输入失调电流以及适合此类拓扑的足够带宽。使用较低的带宽放大器来驱动受干扰的大电容器实际上并不那么有效，因为放大器周围的局部补偿必须尽可能远离负载电容器形成的极点。上述电路在基准电压源后的LP滤波器和FB路径中使用匹配电阻，以在很大程度上消除输入偏置电流作为增益误差源的影响，并在存在平衡源阻抗的情况下获得0.43 pA/√Hz电流噪声，而不是0.73 pA/√Hz不平衡数。R17/C10中较低的转折频率可能会降低转折频率（从6Hz），但代价是增益稳定性和精度，并且该系列中各种驱动器的1/f转折将失去优势。事实上，在双极零度处，1/f 角似乎低于 100 Hz，但可能有大约 60 Hz 的拾音器。注入低幅度的1 MHz音调以保持Pscope的快乐需要在路径中使用隔离变压器，以防止发电机和PC之间通过实验产生60 Hz的传导。

该驱动器系列的第一部分的1/f噪声由LTC6404确定，约为50 KHz，因此在这种情况下，这种低1/f基准电压源不是很有利。如本文所述，第二部分可以受益，其特点是涉及该驱动程序。

第三部分的1/f转折由LTC6268决定，转折约为80 KHz，但主要由跨阻增益的噪声决定，放大器的噪声贡献被随后的衰减因数压低，从而产生约1 KHz的转折。在低幅度（接近双极性零点）下，无论基准电压源如何，LTC6268 都将是 1/f 噪声的主要来源，但在较高幅度下，LTC6268 可能会受益于该基准。

低 1/f 噪声以外的优势

外部基准将产生更好的长期漂移和温度漂移。未指定由LTC2387的内部基准电压源产生的增益温度稳定性，其增益稳定性可能为25 PPM/C 。大型QFN不是作为参考的最佳封装，因为它会成为应变片，焊接产生的应变会随着时间的推移而松弛。当REFBUF过驱动时，ADC的典型增益稳定性比LTC6655-4.096高一个数量级，后者通常为1 ppm/C。然而，缓冲器可能由 LT6233 的输入失调电流主导。输入偏置电流在-55至+125范围内可能变化约33%。失调电流几乎低一个数量级，因此，在该范围内，增益将漂移约60 PPM，如果是单调的，则可能产生约0.33 PPM/C。LTC6233失调电压引起的增益漂移仅为0.12 PPM/C量级。因此，LTC6655 应该占主导地位。

专为 LTC2508-32 设计了一个基准缓冲器应用，该应用集成了一个控制 LT6202 输出级的 LTC2057 自稳零放大器。因此，LTC6655 将更清楚地控制其增益漂移。在这种情况下，目的是提供一个基准电压缓冲器，允许一组ADC由公共基准电压源驱动，相对增益误差尽可能小。我对尽可能低的1/f区域更感兴趣，即使以牺牲增益稳定性为代价。

LT6233最坏情况失调（500 uV）产生的初始增益误差约为+/-16 lsb，小于LTC2387本身的+/-25 lsb，REFBUF过驱动。以2400欧姆为单位的典型输入失调电流将导致100 uV失调。如果增加R17和对应器件R18以在滤波器中产生较低的转折频率，则LT6233中的1/f噪声电流和输入失调电流都会影响结果。

注意，通过使用外部基准，可以使用DAC来调整增益误差。如果REFIN改为驱动，但增益误差和漂移更大，也是如此。我在滤波器中使用了陶瓷旁路电容器，它们可以充当麦克风或压电应变片。

审核编辑：郭婷