X和Ku-频段小型无线电设计

作者：Brad Hall and Wyatt Taylor

卫星通信、雷达和电子战/信号识别领域的许多航空航天和国防电子系统长期以来都需要访问部分或全部X和K。u频带。随着这些应用转向更便携的平台，如无人机（UAV）和手持无线电，开发新的小尺寸、低功耗无线电设计至关重要，这些设计可以在X和K中工作。u波段，同时仍保持非常高的性能水平。本文概述了一种新的高频中频架构，该架构可大幅减小接收器和发射器的尺寸、重量、功耗和成本，而不会影响系统规格。由此产生的平台也比现有的无线电设计更加模块化、灵活和软件定义。

介绍

近年来，在RF系统中实现更宽的带宽、更高的性能和更低的功耗，同时增加频率范围并减小尺寸，人们越来越努力。这一趋势一直是技术改进的驱动力，这使得射频组件的集成度比以往任何时候都高。有许多驱动因素推动了这一趋势。

卫星通信系统所需的数据速率高达4 Gbps，以支持每天发送和接收TB级的收集数据。这一要求正在推动系统在 Ku- 和Ka波段，因为在这些频率下更容易实现更宽的带宽和更高的数据速率。这种需求意味着更高的通道密度和更宽的每通道带宽。

性能要求不断提高的另一个领域是电子战和信号情报。此类系统的扫描速率正在增加，推动了对具有快速调谐PLL和宽带宽覆盖范围的系统的需求。对更小尺寸、重量和功耗 （SWaP） 以及更集成系统的推动源于在现场操作手持设备以及提高大型固定位置系统中通道密度的愿望。

相控阵的进步也是通过在单个芯片中进一步集成RF系统来实现的。随着集成使收发器越来越小，它允许每个天线元件都有自己的收发器，这反过来又实现了从模拟波束成形到数字波束成形的发展。数字波束成形提供了从单个阵列一次跟踪多个波束的能力。相控阵系统具有无数的应用，无论是天气雷达、电子战应用还是定向通信。在许多此类应用中，随着较低频率的信号环境变得更加拥挤，向更高频率的驱动是不可避免的。

本文使用基于AD9371收发器作为IF接收器和发射器的高度集成架构来解决这些挑战，从而可以省去整个IF级及其相关元件。其中包括传统系统与该建议架构之间的比较，以及如何通过典型设计过程实现此架构的示例。具体而言，使用集成收发器可以实现一些标准超外差式收发器所不具备的高级频率规划。

超外差架构概述

多年来，超外差架构一直是首选架构，因为它可以实现高性能。超外差接收器架构通常由一个或两个混频级组成，这些混频级馈入模数转换器（ADC）。典型的超外差收发器架构如图1所示。

图1.传统的 X 和 Ku-频段超外差接收和发送信号链。

第一转换级将输入RF频率上变频或下变频至带外频谱。第一个IF（中频）的频率取决于频率和杂散规划，以及混频器和RF前端的可用滤波器。然后将第一个IF转换为ADC可以数字化的较低频率。尽管ADC在处理更高带宽的能力方面取得了令人瞩目的进步，但为了获得最佳性能，其上限目前约为2 GHz。在较高的输入频率下，必须考虑性能与输入频率的权衡，以及更高的输入速率需要更高的时钟速率，从而增加功率。

除混频器外，还有滤波器、放大器和步进衰减器。滤波用于抑制不需要的带外 （OOB） 信号。如果不加以控制，这些信号会产生落在所需信号顶部的杂散，使其难以或不可能解调。放大器设置系统的噪声系数和增益，提供足够的灵敏度来接收小信号，同时不会提供太多的ADC过度饱和。

需要注意的另一件事是，这种架构经常需要表面声波（SAW）滤波器，以满足ADC抗混叠的严格滤波要求。SAW滤波器具有急剧滚降，以满足这些要求。但是，也会引入明显的延迟和纹波。

X波段的超外差接收器频率规划示例如图2所示。在该接收器中，希望以 8 MHz 和 12 MHz 带宽接收 200 GHz 之间的频率。所需频谱与可调谐本振（LO）混合，产生5.4 GHz的IF。 然后，5.4 GHz IF与5 GHz LO混合，产生最终的400 MHz IF。最终的IF范围为300 MHz至500 MHz，这是许多ADC可以表现良好的频率范围。

图2.X 波段接收器的频率规划示例。

接收器规格 — 重要事项

除了众所周知的增益、噪声系数和三阶交调截点规格外，影响任何接收器架构频率规划的一些典型规格包括镜像抑制、中频抑制、自生成杂散和LO辐射。

镜像杂散 — 目标频带外的射频，与LO混合以在IF中产生音调。

IF 杂散 — RF 频率为 IF 频率，在混频器之前潜入滤波，并在 IF 中显示为音调。

LO 辐射 — 来自 LO 的 RF 泄漏到接收器链的输入连接器。LO辐射提供了一种被检测的方法，即使在仅接收操作中也是如此（见图3）。

图3.LO辐射通过前端泄漏回去。

自发杂散——中频杂散，由接收器内的时钟或本地振荡器混合产生。

镜像抑制规格适用于第一和第二混合阶段。在 X 和 K 的典型应用中u-频段，第一个混频级可能以 5 GHz 至 10 GHz 范围内的高 IF 为中心。这里需要高IF，因为镜像落在F处调整+ 2 × IF，如图 4 所示。因此，IF越高，像带将下降得越远。在击中第一个混频器之前，必须拒绝该镜像带，否则该范围内的带外能量将在第一个IF中显示为杂散。这是通常使用两个混合阶段的主要原因之一。如果只有一个混频级，IF在数百MHz，则接收器前端的镜像频率将很难抑制。

图4.图像混合到 IF。

当将第一个IF向下转换为第二个IF时，第二个混频器也存在一个图像带。由于第二个IF的频率较低（从几百MHz到2 GHz不等），第一个IF滤波器的滤波要求可能会有很大差异。对于第二中频为几百MHz的典型应用，高频中频的滤波可能非常困难，需要大型定制滤波器。由于高频和通常较窄的抑制要求，这通常是系统中最难设计的滤波器。

除镜像抑制外，还必须对从混频器返回到接收输入连接器的LO功率电平进行强力滤波。这可确保由于辐射功率而无法检测到用户。为此，LO应放置在RF通带之外，以确保可以实现足够的滤波。

高中频架构简介

最新的集成收发器包括AD9371，这是一款300 MHz至6 GHz直接变频收发器，具有两个接收通道和两个发射通道。接收和发送带宽可在 8 MHz 至 100 MHz 范围内调节，并可配置为频分双工 （FDD） 或时分双工 （TDD） 操作。该部件安装在 12 mm 中2封装，在TDD模式下功耗为~3 W，在FDD模式下功耗为~5 W。随着正交纠错（QEC）校准的进步，实现了75 dB至80 dB的镜像抑制。

图5.AD9371直接变频收发器框图

集成收发器IC性能的进步开辟了新的可能性。AD9371集成了第二个混频器、第二个IF滤波和放大、可变衰减ADC，以及信号链的数字滤波和抽取。在这种架构中，AD9371的调谐范围为300 MHz至6 GHz，可以调谐到3 GHz至6 GHz之间的频率，并直接接收第一个IF（见图6）。AD9371在5.5 GHz时增益为16 dB，噪声系数为19 dB，OIP3为40 dBm，非常适合用作IF接收器。

图6.X 或 Ku带状收发器，AD9371作为IF接收器。

使用集成收发器作为IF接收器后，不再像超外差接收器那样担心通过第二个混频器的图像。这可以大大减少第一个IF条中所需的滤波。但是，仍然必须进行一些滤波，以解决收发器中的二阶效应。第一个中频条现在应该以第一个中频频率的两倍提供滤波，以消除这些影响——这比滤波第二个镜像和第二个LO要容易得多，后者可能接近几百MHz。这些滤波要求通常可以通过低成本、小型现成的LTCC滤波器来解决。

这种设计还为系统提供了高度的灵活性，可以很容易地重用于不同的应用。提供灵活性的一种方式是IF频率选择。IF选择的一般经验法则是通过前端滤波将其置于比所需频谱带宽高1 GHz至2 GHz的范围内。例如，如果设计人员希望通过前端滤波器获得从17 GHz到21 GHz的4 GHz频谱带宽，则可以将IF放置在5 GHz的频率（比所需的4 GHz带宽高1 GHz）。这允许在前端实现可实现的过滤。如果只需要2 GHz的带宽，则可以使用3 GHz的IF。此外，由于AD9371具有软件可定义的特性，因此对于认知无线电应用，可以轻松动态更改IF，在检测到阻塞信号时可以避免阻塞信号。AD9371的带宽易于调节，范围为8 MHz至100 MHz，进一步避免了目标信号附近的干扰。

凭借高中频架构的高集成度，我们最终得到的接收器信号链占用了等效超外差所需空间的50%左右，同时功耗降低了30%。此外，高中频架构是比超外差架构更灵活的接收器。这种架构是低SWaP市场的推动者，在这些市场中，需要小尺寸且不损失性能。

采用高中频架构的接收机频率规划

高中频架构的优势之一是能够调谐中频。当尝试创建避免任何干扰杂散的频率计划时，这可能特别有利。当接收到的信号与混频器中的LO混合并产生m×n杂散时，会产生干扰杂散，该杂散不是IF频段内所需的音调。

混频器根据公式m产生输出信号和杂散×RF±n×LO，其中m和n是整数。接收到的信号产生m×n杂散，该杂散可能落在IF频段，在某些情况下，所需的音调可能会在特定频率下引起交越杂散。

例如，如果我们观察一个设计为接收12 GHz至16 GHz的系统，IF为5.1 GHz，如图7所示，则导致杂散出现在带中的m×n个镜像频率可以通过以下公式找到：

图7.12 GHz 至 16 GHz 接收器和发射器高中频架构。

在此等式中，RF是混频器输入端的RF频率，它会导致IF中的音调下降。让我们用一个例子来说明。如果接收器调谐到13 GHz，则意味着LO频率为18.1 GHz（5.1 GHz + 13 GHz）。将这些值代入前面的等式中，并允许 m 和 n 的范围从 0 到 3，我们得到以下 RF 等式：

结果如下表所示：

m	n	射频和（千兆赫）	射频迪夫（千兆赫）
1	1	23.200	13.000
1	2	41.300	31.100
1	3	59.400	49.200
2	1	11.600	6.500
2	2	20.650	15.550
2	3	29.700	24.600
3	1	7.733	4.333
3	2	13.767	10.367
3	3	19.800	16.400

在表中，第一行/第四列显示所需的13 GHz信号，这是混频器中1×1乘积的结果。第五列/第四行和第八列/第三行显示有潜在问题的带内频率，这些频率可能显示为带内杂散。例如，15.55 GHz 信号在 12 GHz 到 16 GHz 所需范围内。输入端 15.55 GHz 的音调与 LO 混合，产生 5.1 GHz 音调（18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz）。其他行（2、3、4、6、7 和 9）也可能带来问题，但由于它们不在带外，它们可以通过输入带通滤波器进行滤波。

杂散的水平取决于几个因素。主要因素是混合器的性能。由于混频器本质上是非线性器件，因此器件内会产生许多谐波。根据混频器内部二极管的匹配程度以及混频器对杂散性能的优化程度，将确定输出电平。混频杂散图通常包含在数据手册中，有助于确定这些电平。表2显示了HMC773ALC3B的混频器杂散图示例。该图表指定杂散相对于所需 1 × 1 音调的 dBc 电平。

		n × LO
		0	1	2	3	4	5
m ×射频	0	—	14.2	35	32.1	50.3	61.4
	1	–1.9	—	17.7	31.1	32.8	61.2
	2	83	55.3	60	59.6	6 73.7	87.9
	3	82.6	86.1	68	68.5	61.9	85.9
	4	76	86.7	82.1	77.4	74.9	75.8
	5	69.3	74.7	85.3	87	85.1	62

通过此杂散图，以及表1中完成的分析的扩展，我们可以生成m×n个图像色调可能干扰接收器以及在什么水平上干扰的全貌。可以生成一个电子表格，其输出类似于图 8 所示。

图8.m × n 个 12 GHz 至 16 GHz 接收器的图像。

在图 8 中，蓝色部分显示了所需的带宽。这些线显示不同的 m × n 图像及其级别。从此图表中，很容易看出在混频器之前需要哪些滤波要求才能满足干扰源要求。在这种情况下，有几个图像杂散落在带内，无法过滤。我们现在将看看高中频架构的灵活性如何允许我们解决其中一些杂散，这是超外差架构无法承受的。

避免接收器模式下的干扰源

图9中的图表显示了类似的频率规划，范围为8 GHz至12 GHz，默认IF为5.1 GHz。该图表给出了混频器杂散的不同视图，显示了中心调谐频率与m×n镜像频率的关系，而不是前面显示的杂散电平。此图表中的粗体 1：1 对角线显示所需的 1 × 1 杂散。图表上的其他线条表示 m × n 个图像。此图的左侧是IF调谐没有灵活性的表示。在这种情况下，IF固定为5.1 GHz。调谐频率为10.2 GHz时，2×1镜像杂散穿过所需信号。这意味着，如果您调谐到 10.2 GHz，附近的信号很有可能会阻止目标信号的接收。右图显示了通过灵活的IF调谐解决此问题的方法。在这种情况下，IF在9.2 GHz附近从5.1 GHz切换到4.1 GHz。这可以防止发生交叉杂散。

图9.m × n个没有中频灵活性的交越杂散（上图），避免了中频调谐时的交越（下图）。

这只是一个简单的例子，说明如何通过高中频架构避免阻塞信号。当与智能算法相结合以确定干扰并计算新的潜在IF频率时，有许多可能的方法可以使接收器适应任何频谱环境。它就像在给定范围（通常为3 GHz至6 GHz）内确定合适的IF一样简单，然后根据该频率重新计算和编程LO。

采用高中频架构的发射机频率规划

与接收频率规划一样，可以利用高中频架构的灵活性来改善发射器的杂散性能。而在接收器侧，频率成分有些不可预测。在发射端，更容易预测发射机输出端的杂散。该RF含量可以用以下公式预测：

IF由AD9371的调谐频率预定义并决定，LO由所需输出频率决定。

可以在发射端生成与接收通道类似的混频器图。示例如图 10 所示。在此图表中，最大的杂散是镜像和LO频率，可以在混频器之后用带通滤波器滤除到所需电平。在FDD系统中，杂散输出可能会使附近的接收器脱敏，带内杂散可能会有问题，这就是IF调谐的灵活性可以派上用场的地方。在图10的示例中，如果使用5.1 GHz的静态IF，则发射器输出端将存在交越杂散，该杂散将接近15.2 GHz。通过在14 GHz的调谐频率下将IF调整为4.3 GHz，可以避免交越杂散。如图 11 所示。

图 10.输出杂散，无滤波。

图 11.静态中频导致交越杂散（顶部），中频调谐以避免交越杂散（底部）。

设计示例—宽带FDD系统

为了展示这种架构可以实现的性能，我们利用ADI公司的现成元件构建了一个原型接收器和发射器FDD系统，并配置为接收频段为12 GHz至16 GHz，发射频段为8 GHz至12 GHz。使用5.1 GHz的IF来收集性能数据。接收通道的LO范围设置为17.1 GHz至21.1 GHz，发射通道的LO范围设置为13.1 GHz至17.1 GHz。原型的框图如图 12 所示。在此图中，X 和 Ku转换器板显示在左侧，AD9371评估卡显示在右侧。

图 12.X 和 K 框图u-频段接收器和发射器FDD原型系统。

增益、噪声系数和IIP3数据是在接收下变频器上收集的，如图13（上图）所示。总体而言，增益为~20 dB，NF为~6 dB，IIP3为~–2 dBm。使用均衡器可以实现一些额外的增益均衡，或者利用AD9371中的可变衰减器进行增益校准。

图 13.Ku-波段接收器数据（顶部），X 波段发射器数据（底部）。

还测量了发射上变频器，记录其增益0 P1dB和OIP3。该数据在图13（底部）中绘制了频率范围。增益为 ~27 dB、P1 dB ~22 dBm 和 OIP3 ~32 dBm。

当该板与集成收发器耦合时，接收和发送的总体规格如表3所示。

	接收，12 GHz 至 16 GHz			发射，8 GHz 至 12 GHz
获得	36分贝		输出功率	23 分贝
噪声系数	6.8分贝		本底噪声	–132 分贝/赫兹
IIP3	–3 分贝		OIP3	31 分贝
引脚，最大值（无 AGC）	–33 分贝		OP1分贝	22 分贝
带内 m × n	–60 分贝		带内马刺	–70 分贝
权力	3.4 瓦		权力	4.2 瓦

总体而言，接收器的性能符合超外差架构，而功耗大大降低。等效的超外差设计将消耗超过5 W的接收器链。此外，原型板的制造没有优先考虑减小尺寸。采用适当的PCB布局技术，并将AD9371与下变频器集成到同一PCB上，采用这种架构的解决方案的整体尺寸可以缩小到仅4至6平方英寸。与等效的超外差解决方案相比，这显示出显着的尺寸节省，后者将接近8至10平方英寸。此外，使用先进的封装技术（例如多芯片模块（MCM）或系统级封装（SiP）技术）可以进一步减小尺寸。通过这些先进的技术，尺寸可以减小到2到3平方英寸。

结论

在本文中，我们展示了一种可行的替代架构，即高中频架构，与传统方法相比，它可以在SWaP方面实现相当大的改进。概述了超外差，并描述了接收器设计中的重要规格。然后介绍了高中频架构，并解释了滤波要求和集成度方面的优势，以减少整体器件数量。我们已经介绍了如何制定频率计划的细节，以及如何利用可调谐IF来避免干扰接收器上的信号。在发射端，目标是减少输出杂散，我们提出了一种避免带内杂散的方法，以及一种预测可能存在的所有输出杂散产物的方法。

这种架构的推动因素是集成直接变频接收器最近取得的飞跃。随着AD9371的问世，通过高级校准和高集成度可实现更高的性能。未来几年，这种架构在低SWaP市场中将变得尤为重要。

审核编辑：郭婷