作者:Hassan Kelley and Gabino Alonso
峰值检波器在其输入端捕获电压信号的极端值。正峰值检测器捕获输入信号的最正点,负峰值检测器捕获输入信号的最负点。理想情况下,峰值检波器电路的输出跟踪或跟随输入电压,直到达到极值,但随着输入的减小而保持该值。理想的峰值检波器执行此功能,而与输入信号的速度无关。物理峰值检波器的性能受输入信号带宽的限制。本文将回顾经典有源峰值检波器电路的工作原理,重点介绍限制带宽的参数和元件;提出改进意见以消除这些限制,并提供比较新电路性能的仿真结果。
经典峰值检测器
图1和图2描述了两个峰值检测器实现方案。图1中的电路是经典峰值检测器的电路。图2中的电路解决了经典峰值检波器的局限性。本讨论将回顾经典峰值检波器的工作原理,重点介绍电路的局限性,解释改进后的电路如何解决这些限制,并探索进一步改进电路的方法,如图3所示。
图1.经典峰值检测器
图1中的电路捕获输入电压(IN)的峰值。当IN为正时,D1反向偏置,D2正向偏置,反馈电阻R2中没有电流流过。因此,输出电压(OUT)跟踪输入电压(IN),因为外部反馈环路将U1的输入驱动到虚拟短路(V+ = V–)。输出电压跟踪电容C1上的电压,因为U2配置为电压跟随器。C1通过D2的U1输出电流充电至该电压。R1可防止U1超过其短路输出电流,并将U1与C1的电容隔离,从而防止振铃甚至振荡。只要输入电压为正且增加,这种状态就会保持。
图1中的电路在输入电压降低时改变状态。当输入电压降低时,D2反向偏置,因为U1(D2的阳极)的输出降至D2的阴极电压以下,该阴极电压等于存储在C1上的先前峰值电压。在这种状态下,外部反馈环路断开,U1的输出试图捕捉到负电源轨电压。D1在此状态下正向偏置,并向U1提供本地反馈,U1将D2的阳极箝位在低于输入电压的一个二极管压降处。保持状态一直保持,直到输入电压超过等于输出电压的电容电压。D1箝位缩短了从保持状态到跟踪状态的转换时间。
速度是图1中经典峰值检波器电路的主要限制。输出电压的变化速度不能快于C1充电的速度。C1的充电速度受U1的短路输出电流、D2的正向压降、D2的换向速度以及R1和C1形成的时间常数引起的指数上升的限制。
改进的峰值检测器
图2中电路的速度和误差优于图1中的电路。这些改进是解决经典峰值检测器的一些局限性的结果。请注意,整流二极管已更改为肖特基势垒类型。这种变化降低了正向压降,从而增加了通过C1的初始充电电流。此外,肖特基二极管更快的恢复时间加快了从跟踪状态到保持状态的转换。此外,肖特基二极管较低的反向恢复电荷降低了C1上的基座误差。
虽然肖特基二极管上的压降较低,但它直接转化为输出,因为没有外部反馈环路来补偿它,如图1的经典电路那样。该电路通过与U1本地反馈环路中的匹配肖特基二极管进行平衡来补偿该二极管压降。如果匹配的二极管具有类似的偏置,则两个二极管压降将基本抵消。R2在D1中设置偏置电流,这将允许D1的压降抵消D2的压降并最小化该误差。
R5和R6形成一个阻性分压器,可降低输入电压电平。D3 将输入电压箝位在低于 0V 的二极管压降,从而省去了负电源轨的 U1 和 U2。
图2.改进的峰值检测器
LTC®6244 是一款双通道高速、单位增益稳定的 CMOS 运放,具有一个 50MHz 增益带宽、40V/μs 转换速率、1pA 输入偏置电流、低输入电容和轨至轨输出摆幅。0.1Hz至10Hz噪声仅为1.5μVP-P1kHz噪声保证小于12nV/√Hz。这种出色的交流和噪声性能与宽电源范围操作、仅 100μV 的最大失调电压和仅 2.5μV/°C 的漂移相结合,使其适合在此应用中使用。
电流提升改进峰值检测器
图3中的电路利用了图2改进的峰值检波器的方法,并增加了电流提升以增加C1充电电流。电流升压峰值检波器用匹配的NPN双极结型晶体管(BJT)取代匹配的二极管。该电路的工作原理与图2中的电路完全相同,但C1的充电速度要快得多。
图3.电流提升改进峰值检测器
这种拓扑结构为肖特基二极管方法提供了一些替代方案。C1充电电流增加的系数等于公共集电极BJT配置的电流增益。此外,这种拓扑结构的源阻抗低于C1。不再需要R3,因为发射极跟随器的电流源出能力大于U2。因此,充电时间常数几乎被消除。图3中的电路速度受U2带宽和发射极跟随器单位增益频率(fT).Q1的基极-发射极结的压降可以通过Q2的基极-发射极结抵消,其方式与图2中的D2和D3平衡相同。
比较两个高速峰值检波器的性能,图4显示两个电路在60 kHz时性能相同,图5显示电流升压修改增加了带宽。
图4.60kHz 时的比较
图5.200kHz时的比较
结论
图三的电流升压峰值检测器的改进并非没有成本。然而,对于速度和精度至关重要的应用,这些电路改进可能非常值得额外的功耗、器件数量和复杂性。
审核编辑:郭婷
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