为工作选择合适的稳压器：主调压阀控制方案-电子发烧友网

一种尺寸并不适合所有人！恰恰相反。半导体公司瞄准细分市场，并根据最终产品要求定制稳压器参数。显然，了解应用将有助于决定正确选择稳压器。

在为工作选择合适的稳压器：第1部分中，我们讨论了脉宽调制（PWM）转换器的两种稳压器控制方案，即电流模式（CM）和电压模式（VM）。我们还研究了这些控制模式之间的关键差异。在该应用说明中，我们解释了产品应用对于选择合适的稳压器非常重要。

在第2部分中，我们将介绍其他常用的稳压器控制拓扑，并描述每种拓扑的应用优势。除了 VM 和 CM PWM 控制外，现代稳压器还集成了其他主要控制方案：脉冲频率调制（PFM）、迟滞和恒定导通时间拓扑（COT）。在查看了每种方法之后，我们添加了有关辅助控制方法的简短讨论，例如跳过模式。

稍后，第3部分将提供基本方程式，帮助设计人员为应用选择最佳稳压器并优化周围组件。

PFM 转换器提供更好的整体效率

PFM 转换器1是一种替代的 DC-DC 架构。该控制方案改变转换器开关频率与转换器负载直接相关。因此，该体系结构称为 PFM。许多便携式应用将使用PFM模式来最大限度地延长电池寿命，因为PFM转换器在轻负载下比基于PWM的转换器效率高得多。

在PWM或PFM转换器之间进行选择时，电磁干扰（EMI）是一个重要的考虑因素。在PWM模式下，开关频率是固定的，因此转换器开关产生的EMI是可预测的和恒定的，并且在许多情况下可以滤除。许多PWM转换器还提供外部频率同步输入，以帮助减少与应用板上通常存在的其他重要信号频率的冲突。如果应用需要多个电压，则所有开关转换器的时钟频率可以相同。当多个转换器不以相同频率切换且相位未完全对齐时，这种方法消除了固有的拍频。与PWM拓扑结构相比，PFM的开关频率是可变的，并且更难控制EMI。因此，PFM模式可能不是为敏感音频或RF低噪声电路供电的最佳选择。然而，当必须在很宽的输出负载范围内优化效率时，PFM将是一个很好的选择。

最后，应该注意的是，许多转换器都有在PFM或PWM模式下运行的规定。逻辑控制模式引脚或内部电路根据负载电流自动在这两种模式之间切换。

PFM 控制器的操作

升压式 PFM 控制1两个单脉冲电路基于DC-DC转换器输出的负载电流工作。PFM 基于两个开关时间（最大导通时间和最小关断时间）和两个控制环路（一个电压调节环路和一个最大峰值电流关断时间环路）。PFM还具有可变频率的控制脉冲。控制器中的两个单脉冲电路定义了 T上（最大导通时间）和 T关闭（最短休息时间）。The T上单次电路激活第二个单次电路，T关闭.每当电压环路的比较器检测到V外是超出规定的，T上单次电路被激活。脉冲的时间固定到最大值。如果最大峰值电流环路检测到超过电流限值，则可以缩短该脉冲时间，如图1所示。静态电流（IQPFM控制器的功耗仅限于偏置其基准电压源和误差比较器所需的电流（10s的μA）。与此形成鲜明对比的是，PWM控制器的内部振荡器必须连续导通，导致电流消耗为几毫安。

图1.脉冲频率调制（PFM）控制电路。使用这种拓扑结构，如果最大峰值电流环路检测到超过电流限值，则可以缩短脉冲时间。

同步降压转换器具有双模式操作，因此设计人员可以在 PWM 和 PFM 模式之间进行选择，并在很宽的负载电流范围内优化效率。两个示例转换器MAX17503和MAX17504使用交替的PFM控制方案，也是在较轻负载下提高效率的良好示例。例如，图2显示了PFM和PWM模式的效率曲线。当PFM模式下的负载电流低于100mA时，在相同的负载电流下，与PWM模式相比，效率显著提高。请注意，对于12V的电压输入和+5V的电压输出，PFM模式下的效率接近92%，而PWM模式下的效率为81%！

图2.MAX17503降压转换器的PWM和PFM效率曲线请注意，在PFM模式（右）的负载电流低于100mA时，在相同的负载电流下，与PWM模式相比，效率显著提高。

让我们总结一下PFM的优势：

极佳的低功耗转换效率

不需要环路补偿网络

降低解决方案成本

而PFM的缺点：

可变频率可能更难过滤排放。此模式可能不适合存在低噪声、灵敏模拟电路的情况。

输出纹波可能高于PWM模式。

迟滞转换器提供可预测的操作

与大多数基于比较器的电路一样，迟滞用于保持可预测的工作并避免开关颤振。迟滞转换器2图3根据转换器检测到的输出电压变化打开或关闭功率FET。这种架构有时被称为“纹波稳压器”或“砰控制器”，它连续地来回切换输出电压，使其略高于或低于理想设定点。由于迟滞架构各不相同，因此功率FET的驱动信号基于电路的工作条件。开关频率不是恒定的。因此，滞后方法是PFM架构的一种类型。

图3.迟滞控制转换器根据转换器检测到的输出电压变化打开或关闭功率 FET。

现在看看滞后控制的优点：

无需环路补偿（PFM 拓扑也是如此）。环路带宽接近开关频率本身。

无需时钟或误差放大器，因此工作电流非常低。这种类型的稳压器适用于电池供电应用。

迟滞转换器成本低。

而滞后控制缺点：

由于没有固定时钟，与PWM控制相比，很难预测开关频率。这种类型的稳压器不适合具有敏感模拟电路的应用。

使用ERS较低的输出电容时，可能需要在图3中的R1两端使用前馈电容来增加反馈引脚上的电压纹波。

迟滞常导通时间（COT）控制保持频率恒定

回想一下，迟滞转换器的主要缺点是可变频率。由于它使用带迟滞的比较器，因此反馈节点上必须有足够的电压纹波以确保稳定开关。基本上，比较器反馈节点的纹波电压必须大于比较器的迟滞带。此外，可能需要更高的ESR电容来提高输出纹波电压，或者必须增加如图3所示的前馈电容。为了保持频率尽可能恒定，增加了一个恒定导通时间（COT）发生器。在这种 COT 控制模式下，T上时间将与输入电压成反比，如图4所示。

COT发生器极大地增强了这种类型的转换器，使其能够在更宽的输入电压范围内保持恒定的频率。然而，发生器不能解决在反馈节点增加纹波以帮助比较器切换的需要。在迟滞控制中加入COT使设计工程师能够更好地预测开关频率。COT 控制还使您能够更好地优化 EMI 滤波，并提供低成本和良好瞬态响应的优势。具有COT控制的现代转换器还通过检测低侧MOSFET中的电流来产生纹波电压。然后，COT控制将该电压添加到内部反馈电压或内部基准电压源中。COT控制技术带来的好处非常重要：不再需要纹波电压，现在可以使用低ESR陶瓷电容器。

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图4.恒定导通时间（COT）迟滞转换器使频率尽可能保持恒定。

现代同步降压转换器在迟滞PWM控制方案中采用最小导通时间控制。如图3所示，仍然使用迟滞比较器。该控制方案的操作非常简单。当输出电压低于稳压门限时，误差比较器通过接通高端开关开始一个开关周期。该开关一直导通，直到最小导通时间到期，输出电压高于调节门限或电感电流高于限流门限。一旦关断，高端开关将保持关断状态，直到最小关断时间到期，输出电压再次降至稳压门限以下。在关断期间，低侧同步整流器导通并保持导通，直到高端开关再次导通或电感电流接近零。为了帮助提高效率，内部同步整流器无需外部肖特基二极管，如图5所示。

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图5.MAX8640Y/MAX8640Z降压转换器中的迟滞PWM控制。

跳跃/省电模式可优化较轻负载下的效率

脉冲跳跃（也称为省电模式）是某些PWM转换器架构中使用的辅助控制模式;对于便携式或低功耗应用，在较轻负载下优化效率特别有用。

当PWM转换器在中等到高负载电流下工作时，它以临界导通模式运行，这意味着电感电流不会降至零。随着负载电流的减小，转换器可能会切换到不连续导通模式，此时电感中的电流确实会减小到零，具体取决于电感的值。然后在非常轻的负载下，转换器进入跳跃或省电模式。现在，它间歇性地关闭内部振荡器，并仅在需要时重新启用它以维持输出调节。因此，“跳过”和省电。由于此操作会进一步调制开关频率，因此跳频或省电模式有时称为PFM模式的一种形式。

有现代的DC-DC转换器，允许用户在PWM或跳频模式之间进行选择，以降低电流消耗并在轻输出负载下实现更高的效率。在跳频模式下，当电感电流降至跳频模式电流门限以下时，高端和低端MOSFET关断。因此，电感电流永远不会变为负值。如果在时钟周期的关断时间内电感电流降至此门限以下，则低侧MOSFET关断。在下一个时钟周期，如果输出电压高于设定点，PWM 逻辑将保持高端和低端 MOSFET 关闭。如果输出电压低于设定点，PWM 逻辑将高侧 MOSFET 导通，以实现最短的固定导通时间。这就是跳过周期和控制开关以根据需要为负载提供服务的方式。

图6中的效率曲线显示了在相同条件下，与PWM工作模式相比，跳模效率在200mA以下有所提高。