如何驱动LTC2387：需要低互调失真的5MHz信号应用

用8V驱动15Msps、18位ADC的最大挑战p-p输入范围是指缺乏具有足够带宽、低噪声和所需输出偏移的集成放大器。有低噪声、高带宽放大器可以产生2V电压聚丙烯.有可以产生8V的低速放大器聚丙烯.对于超过1MHz的低失真，复合放大器涉及采用不同工艺构建的混合器件，并采用不同的电源工作，似乎是唯一可行的选择。

在复合放大器中使用分立晶体管不受客户欢迎，也不一定容易在分立式实现中产生极高的线性度。基于复杂分立晶体管的反馈放大器，甚至涉及有限数量的分立晶体管的复合放大器所需的物理空间，都会导致物理传播路径延迟过大，从而产生潜在的环路稳定性问题。

下面将详细介绍仅涉及集成放大器的复合放大器。在这种情况下，尽管尽可能紧凑，但物理路径长度仍然是一个问题。因此，集成了某些电路功能来解决可能被视为布局的问题。

遗憾的是，高线性度放大器，即使是用于中等带宽，也需要高GBWP才能获得足够的反馈因数。所需的失真越低，在给定频率下产生失真水平所需的GBWP就越多。这意味着在最后级放大器之后和ADC之前，必须抑制很大的噪声带宽。有些拓扑在低频下可能具有低噪声密度，并且依靠数字滤波来降低第一和第二奈奎斯特区中落在奈奎斯特边界附近的部分的噪声贡献，但是，驱动器必须在第一个混叠频带折叠到目标频带之前充分抑制噪声。出色的GBWP和由此产生的噪声带宽（高线性度放大器中的双刃剑）将在一定程度上受到ADC本身的限制。但是，对于该ADC，全200MHz输入带宽将折叠到7.5MHz基带26倍。在7.5MHz奈奎斯特带宽下，ADC的噪声密度为16nV/√Hz。但是，如果没有带宽限制的驱动器，需要约3nV/√Hz的输出噪声密度，才能与ADC本身的噪声贡献相当。显然，在8V电压下无法折合到3nV/√Hz输出。PP增益在6-12dB范围内。即使是差分放大器中实用的400欧姆FB电阻，其噪声贡献也大于此。由于放大器必须驱动这些反馈电阻，成为负载的一部分，因此不能选择使用较低的阻抗。较低的阻抗会增加输出级的失真，从而破坏目的。较低的反馈阻抗还需要一个低的、非常恒定的源阻抗馈送到差分放大器的输入端，否则也会导致失真。许多源、缓冲器、放大器、传感器，甚至一些无源滤波器可能没有恒定的输出阻抗，如果加载低阻抗，会产生失真。输入放大器的噪声增益、噪声电压和噪声电流共同提高了输出噪声密度。

图2.装有 LT6237、LTC6404 和 LT1396 的原型（邮票 34mm × 24mm）

这种限制噪声带宽的需要需要一个输出滤波器，放置后置放大器。该滤波器必须非常快速地建立，同时抑制时钟频率周围的第一个混叠频段，以及高GBWP导致的扩展带宽。

大多数用于驱动高速ADC的集成放大器的电源范围有限，通常工作电压为2V聚丙烯.它们通常高于此信号电平的余量很小。该复合放大器的内核包含一个低压高带宽差分放大器，但它需要一个能够提供8V的输出级。聚丙烯，具有足够的裕量来容纳滤波器的插入损耗以及该滤波器的复阻抗。

下面介绍了一种复合放大器，该复合放大器涉及多种类型的输入缓冲器，然后是基于 LTC6404 的复合差分放大器，后接是采用电流反馈放大器的固定增益输出级。

LT1396双通道400 MHz CFA（采用MS8封装）作为输出级并不是唯一的候选级，甚至不是最佳候选者，而是被选用于PCB实现方案，以便有多种备选方案可供选择。请注意，实用的电流反馈放大器没有轨-轨输出级。采用电流反馈放大器作为输出级的原因是在高频下具有快速建立、低延迟、高压摆和低输出阻抗的组合。输出级的极低失真和低噪声会很好，但不是必需的。高压摆率和低延迟更为重要。

LT1396 仅可用作此应用的驱动器，因为它位于由 LTC6404 建立的控制环路内，并且在控制环路带宽内，其噪声和失真贡献减小。如果不对误差进行这种校正，LT1396 将严重损害 SFDR 和 SNR。

图3.放大器拓扑

反馈路径中有一个交越功能，将高频反馈放置在差分放大器（U2）周围，并将全局反馈放在整个环路周围。事实上，全局反馈在大约100MHz时由产生本地补偿高通（C5）的同一元件滚降。在1MHz时，差分放大器的本地反馈电流比全局电流反馈低约60dB。输出放大器（参见图2中的U3）受到其自身性能的限制，接近该交越区域，并且在一定频率以上会产生不可接受的高噪声密度和失真产物。然而，这些产品受到输出滤波器的抑制，该滤波器还将第一个混叠噪声频段抑制约10dB，将第二个混叠频段抑制15dB。衰减超过此点会增加，但不会显着增加。该后置滤波器具有吸收性，以最大程度地减少相互作用，并从ADC获得尽可能高的SFDR。

总环路增益是正反馈和负反馈的乘积。正反馈（R14）表现出延长的光程长度，并在差分放大器（U2）之前将其输送到并联电容（C2）。正反馈提高了输入缓冲器（U1）的负载阻抗，为负反馈路径中的滞后提供了一些补偿，并允许更高的增益和差分放大器看到的相对较低的源阻抗。它还充当有源滤波器，因为它增加了通带的增益，但在阻带中，剩余的正反馈很少，主要是负反馈。正反馈和负反馈的组合也会提高差分放大器在由以地为参考信号驱动时看到的共模输入电压。除非以这种方式使用正反馈，否则可能需要上拉。

正反馈和负反馈的组合还通过限制差分放大器看到的共模来扩展整个放大器的共模范围。这样，虽然它提高了输入缓冲器看到的差分阻抗，但降低了共模阻抗。

输入级（见图3）也是电流反馈放大器，其配置方式是输入级的使用方式，就好像它们是4个晶体管互补发射极跟随器一样，输出取自反相输入。环路围绕这些放大器闭合，建议的最小400欧姆（R3），但不使用实际输出。然而，PCB具有从输出端子获取输出的规定，以防使用其他放大器。

图4.LT1396 的简化内部原理图

然而，LT1396 输出级用作传统的电流反馈放大器，其增益约为 2。输出级具有反相和同相增益。

AV = 0.5+ （603 / （348+49.9） = 2.015

每个输出放大器均由差分放大器的两个输出驱动：LTC6404 的每个输出驱动一个放大器的同相输入，以及另一个放大器的反相输入。为了达到8.192V聚丙烯全标度，LTC6404 必须提供 2.0V聚丙烯.

同相路径具有补偿元件，而同相路径不可避免地会因更迂回的路径而延迟，涉及埋线和交叉。正反馈路径同样更加迂回，因为它也必须交叉。正反馈路径可以在一定程度上扩展，而不会影响稳定性。不应扩展负反馈路径。

尽管 LTC6404 具有针对输入和焊盘电容的本地零补偿，但主要的补偿元件是 C5，其对应的补偿元件是 C105。（对应项加100）该电容拦截全局（DC）反馈路径，差分放大器为零;但是，它是输出放大器的极点。主负反馈电阻R12，也是输出放大器最严重的负载。该电阻的物理尺寸较大，有可能改善失真。要理解这种拓扑结构，需要认识到C5可能会将正反馈传导回输出级。C5截获负反馈的点一定不能在源端接电阻R8中产生足够的信号来显著提高U2的输出阻抗，或者实际上，在极端情况下产生持续振荡。R12的值应大于C2和C5之间的值之和，并且与输出级的噪声增益有关。电容器 C2 还有助于确保差分放大器的噪声增益足够高，以确保所选 LTC6404 类型的稳定性。

LTC6404-1 最适合于较低增益的实施方案，但 LTC6404-2 甚至 -4 版本可用于更高增益或更高频率的版本，并可选择适当的 R13 / R6。整个设计中有许多 50 欧姆电阻，这些电阻用于确保各种信号路径（正向或反向）中的较长传输线正确源端接或端接。由于ADC提供的瞬变具有相当高的频率成分，并且在15Msps时，该放大器只有29 nsec才能稳定到18位电平，因此控制VSWR非常重要。

输入滤波器

PCB上的输入滤波器旨在提供尽可能低的带内源阻抗，以获得良好的噪声系数，同时还提供良好的阻尼和RFI滤波端口。陶瓷磁芯电感器（L1）在低频时看起来像短电感，但在高频下由于R1而显得很短，但在高频下为50欧姆。不要试图用铁氧体磁珠代替电感和电阻的并联组合。珠子会导致失真。有一个 10K 输入电阻 （R22） 接地，用作偏置源，以防施加直流阻断信号源。如果信号源在可接受的共模输入范围内提供直流偏置，则可以移除该电阻。如有必要，电阻可以更低，也可以在合理范围内更高。如果需要一个较高的输入阻抗，则应注意的是，LT1396 可能会表现出高达 30uA 的输入偏置电流和 6pA 的噪声电流。对于非常低的偏置电流、高源阻抗的应用，可以使用LTC6269，尽管噪声水平较高，并且可用频率范围可能受到更多限制。

对于噪声系数很重要的较低频率应用，可以使用1.1 nV/√Hz LT6237，包括在LTC6404之前提供一些差分增益。在7.5 MHz带宽下，输入噪声系数为1.1 nV/√Hz，表明在ADC占主导地位之前，可以达到高达约24dB的增益。事实上，整个信号链中的其他噪声源或阻抗的实际限制约为20 dB。除此之外，噪声系数的适度改善是以牺牲动态范围为代价的。在20dB情况下，LTC6404控制的驱动器部分的增益应该在6至12 dB之间。驱动器级增益应为6dB以获得最佳噪声系数，12dB以实现最低失真。这意味着输入级将分别配置为14dB和8dB之间。即使在14dB增益下，在第一级反相输入端看到的阻抗也会限制可以实现的噪声系数。传统观点认为，输入级的增益应最大化，以最小化增益设置电阻处的阻抗，但这意味着低值反馈电阻（约为增益设置电阻的4倍），因此可能会增加失真。输入级可以产生的信号摆幅很可能被限制在2V左右。PP，但对于较低频率的应用，它可能在高达 4V 的情况下实用PP.当然，如果需要最佳噪声系数，以牺牲动态范围为代价，可以大大提高输入级的增益。PCB不是为小于50欧姆的增益设置电阻而设计的（图2中未显示），因为PCB上的这些电阻之间有传输线。但可以考虑使用500欧姆或更高的FB电阻（R3）。

输出滤波器

与任何直接采样 ADC 非常相似，LTC2387 会产生混频产物，这些积被视为毛刺，不能在错误的时间反射并返回到 ADC — 采样时意味着错误的时间。它们也不得引起滤波器或任何放大器的振铃。振铃可能会保留非线性电荷的残余，从而导致失真。这些瞬变也不得导致放大器产生输出电压或电流相关的恢复伪像，因为即使瞬变本身不是，这些伪像本质上也可能是非线性的。

图5.输出滤波器特性

完全吸收的过滤器必然会很好地沉淀。如果没有回头反思，就没有什么可以解决的了。然而，完全吸收式过滤器并不容易实现。此外，许多具有适度阻带衰减的吸收滤波器可能会允许瞬变返回放大器以干扰它们。在这种情况下，放大器恢复即使不快，也会成为一个问题，并且与输出偏移一致。

许多放大器的输出阻抗会随输出电流或电压而变化，从而在早期输入级允许的干扰中产生变化。保持高度吸收和高度隔离可能是相互冲突的要求。瞬变本身可能会干扰输出放大器。它们可能会在整个链路中反射，就像反向隔离较差的RF放大器一样，从而干扰输入缓冲器，甚至在输入缓冲器之前。在输出级或输入缓冲器中使用轨到轨输出放大器将使结果对原始信号源的反射率更加敏感。由于放大器的输出阻抗随频率升高而上升，并且由于MS8封装不是最佳选择，这实际上是一个问题。在测试中，DFN中输出放大器的类似版本使IM结果比MS8提高了15dB，其中输出滤波器被简单的50欧姆源端接取代。但是，在输出滤波器完好无损的情况下，很难测量差异。

最终放大器的输出阻抗中产生的瞬态将是非线性的，如果允许通过反馈网络传播回LTC6404输入级，则由于差分放大器的过补偿，在可用时间内建立的可能性较小。

滤波器与椭圆滤波器和双工器共享功能。它在5MHz以下看起来非常具有吸收性，并且在高达约1GHz时具有优于20dB的回波损耗。该频率范围很重要，因为ADC提供的瞬变会扩展到这些频率。这些是 50 欧姆源端接滤波器。

输出滤波器的影响超出了复杂性与期望响应的权衡。差分放大器的过度补偿程度越高，输出级的噪声增益就越低，输出滤波器的转折频率就越低。它还降低了施加在 LT1396 输出级上的控制带宽，从而导致与交越失真相关的杂散抑制无效。输出滤波器响应在很大程度上取决于放大器拓扑结构的频谱噪声分布，以及抑制fs及更高频率附近混叠噪声频段的需求。它不是真正的抗混叠滤波器，事实上，如果输入频谱功率分布平坦，则不足以作为抗混叠滤波器。在此位置，这种类型的响应通常称为屋顶过滤器。采样速率的选择对所需的阻带有很大影响，但受到电感的物理尺寸和SRF的限制。事实上，最终电感的SRF可能是保持对GHz频率的充分吸收的主要障碍。该ADC具有如此高的SNR，混叠噪声可能导致许多潜在的驱动器解决方案无法运行。上面所示的滤波器将第一个两个混叠频段抑制约10dB，后两个混叠频段（30MHz）抑制15dB。这将导致低于1 MHz的噪声密度相对于单独的基带升高约1 dB。包括45MHz和60MHz左右的混叠频段，使本底噪声进一步提高0.25dB。

图6.在 485 和 519 KHz 下进行双音测试（注意 IM3）（忽略信噪比/底线）

对于许多自然现象，如振动，频谱功率分布每倍频程下降12-18 dB。如果预计全功率为200 KHz，然后每倍频程滚降18dB，则如图所示的滤波器将足以满足抗混叠目的。7倍频程*18dB，15MHz左右的10dB抑制将使第一个预期混叠基本上减少到–118dB，可以说将其排除在考虑范围之外。

涉及扩展到几MHz的激励频率的检测应用是实用的，因为频谱功率分布有限且处于受控之下。

性能

已经构建了相当多的变体，并测试了场景，但是数据量和原理图以及变体的优缺点的呈现超出了本文的范围。

这些数字是总结。

可根据要求提供特定场景的绘图。

SNR 89dB，增益为12dB（如图2和图5所示）至91.9dB，增益为6dB（可根据要求提供原理图）

IM3 在 500 KHz（–7dBfs / 音调） –115dBfs 在 10Msps， （–113dBfs 在 15Msps 时）

IM3 在 1MHz 时 –110dBfs 在 15Msps 时增益 = 12dB，–115dBfs （增益 = 6dB 时为 –115dBfs （LT1396 在 U1 和 U3 时）

3MHz 时的 IM3 乘积约为 100dBfs

信噪比包括ADC贡献。最佳性能是ADC上没有输入电容，使用ADC演示板。

在图5中，频谱被屏蔽以产生IM3产品的正确计算，方法是使平均本底噪声（由发生器升高）类似于IM3产品出现的点。

变种

该驱动板可以根据带宽或频谱功率分布构建在大量替代群体中;获得;输入阻抗和功率限制。

有些总体选项尚未经过很大程度的测试，输出滤波器的优化可能会产生更好的结果，因为有证据表明性能受到与滤波器以及原型板上传输线相互作用的限制。如果该驱动器在ADC的同一电路板上实现，则传输线可能更短，阻抗更低，并且演示板上没有某些可能限制性能的功能。

如果滤波器被重新设计为明显低于50欧姆，则输出放大器的选择可能会受到限制。有证据表明，更低的阻抗或更高的吸收性驱动是有益的，可能在1 MHz时产生–125dBfs的IM3。 （本系列的第三部分）

对于那些需要低功率的应用，U1 可以是 LT6203，而 U2 可以是 LTC6406，甚至是 LTC6403。这将限制在100kHz的全功率，尽管对于频率急剧滚降的振动分析，对于几MHz的内容可能很好。LTC6403 具有比 LTC6406 更高的噪声电压，因此，它将更适合于增益较低的版本。

对于低输入阻抗应用，可以旁路（去掉）输入缓冲器，SNR甚至线性度可能更好。这方面的测试表明，如果信号源没有恒定且相当低的输出阻抗（包括扩展到高频），IM可能会更糟，失真也会变差。

作为输入缓冲器，LT6237 将产生比 LT1395 更好的 SNR，但 SFDR 将降级到 300-500 KHz 以上。

LT6237 以及可能的其他 RRIO 放大器受先前滤波器反射的不利影响更大，并且与电流反馈放大器相比，高频反向隔离度降低。可以使用MS8中提供的其他电流反馈放大器，并已在此PCB上进行了测试。输出级只应考虑电流反馈放大器。

对于非常高的输入阻抗应用，可以使用 LTC6269IMS8，但它仅限于 ±2.5V 电源，因此只有相当高的增益才实际存在，因此 SNR 将受到影响。但是，可用带宽可能会扩展到5MHz。

随着艺术品的更改，可以使用其他放大器。作为输出级，LT6411 的性能可能优于 LT1395，但没有引脚兼容的替代产品可用。LTC6409 可用作 LTC6404 的替代产品，但它具有较高的噪声电流，并且可能仅对较高增益版本有意义。使用单个输入缓冲器将简化图稿，并提高SNR。该设计可用于单端或差分信号。共模范围限制为+2V，在较高增益版本中，共模范围相对于地限制为–1V。增益较低时，公共范围可以扩展，具体取决于输入缓冲器和电源。如果可以放弃SNR，共模范围可能会大大扩展。在 LTC6404 之前增加一个共模伺服可以大大扩展共模范围。

应用

该驱动器的大多数实际应用将是接收由相对较高的激励水平产生的信号，并且同样可能产生相对较高的输出。多普勒血流测量、不能使用时间增益放大器的超声测量和医学成像可能是例子。振动分析是一个可能受益的领域，尽管预计MHz频率将表现出非常低的功率水平。使用预加重或微分可以使几MHz的性能具有相当大的好处。声纳、水听器和地震检波器也可以产生相当大的信号功率，频率范围和动态范围可能对这些领域感兴趣。对长距离声纳使用扩频调制将对来自不同回波的碰撞反射之间的互调失真很敏感，因此可能会受益于该驱动器和ADC。在EM检测、涡流检测、金属检测或材料表征中使用高达几MHz的激励信号有望引起人们的兴趣。使用这种拓扑接收来自跨阻放大器（TIA）的输出可能会引起人们的兴趣，该放大器用于高光功率水平。假设该驱动器用于驱动 LTC2387...答案是肯定的。

审核编辑：郭婷