飞安偏置电流与4GHz增益带宽积相结合为光子学应用带来新的亮点

爱因斯坦发表了关于光电效应的开创性论文 110年前，基本上发明了光子学学科。一 会认为这么多年的科学和工程 周围的光子学必须已经完全成熟。但事实并非如此。光学的 传感器—光电二极管、雪崩光电二极管和光电倍增管 电子管 — 继续实现惊人的高动态范围， 使电子产品更加对等 深入光子世界。

光电传感器通常将光子转换为电子电流 并随后具有跨阻函数进行变换 电流转化为电压。跨阻功能 可以是一个简单的电阻器，也可以是更高的带宽， 运算放大器的求和节点，在这种情况下称为 跨阻放大器 （TIA）。传统敌人 的TIA是电压噪声，电流噪声，输入电容， 偏置电流和有限带宽。新的LTC6268-10具有4.25nV/√Hz电压噪声、0.005pA/√Hz电流噪声、非常低的0.45pF输入电容， 3fA 偏置电流和 4GHz 增益带宽。

TIA中的输出噪声是输入电压噪声和输入电流噪声共同作用的结果。这种组合效应通常被指定为以输入为基准的电流噪声（本质上是输出电压噪声除以以欧姆为单位的增益），但它实际上来自两个输入噪声源。事实上，输出噪声的主要原因通常是输入电压噪声（图 1）。

图1.运算放大器及其噪声源和输入电容。总运算放大器噪声（忽略RF热噪声）为I噪声= in+ 2πfC在en（添加的均方根）。

根据反馈，减号输入为 固定在虚拟地，因此电流噪声 直接通过 RF并做出贡献 总电流噪声，系数为 1.还凭借反馈，电压 噪音 en与输入并联放置 电容 C在并感应电流 e的噪音n/Z（C在).阻抗 电容为1/2πfC，故有效电流 输入电压噪声引起的噪声和 电容为 2πfC在en.所以总操作 放大器噪声（忽略RF热噪声）是

这有时被称为CV + I 噪音，并做出出色的数字 运算放大器的优点，因为它集成了 仅运算放大器特性， 忽略电路的外部方面 如光电传感器电容 和 RF热噪声。它本质上是 运算放大器能做到的最好。

LTC6268-10 与竞争产品 OPA657 之间的示例计算和比较

CV + I噪声是一个有用的品质因数 用于比较运算放大器，但它确实具有 对频率的依赖性。一个有见地的 可以通过初步比较进行比较 它们在特定频率和 然后观察图的差异 CV + I 噪声与频率的关系不可避免 出现。例如，让我们比较一下 LTC6268-10 和竞争性 OPA657 从 1MHz 的计算开始。

LTC6268-10 的产品手册给出了 电流噪声与频率的关系 在 1MHz 时显示 0.05pA/√Hz，并且 电压噪声与频率的关系显示 4nV/√Hz，1MHz。使用输入 电容为 0.55pF（CCM 为 0.45pF， 加上 CDM 的 0.1pF），总简历 1MHz 时的噪声可计算为

将此 rms 与本机 I 相加 0.05pA/√Hz的噪声，我们在1MHz时得到0.052pA/√Hz的总CV + I噪声。

竞争的相同计算 也可以执行 OPA657。它 指定 4.8nV/√Hz 电压噪声，5.2pF 输入电容（C 为 4.5pF厘米加 0.7pF 用于 C分米），和 1.3fA/√Hz 电流 噪声。计算总CV + I噪声给出 OPA657 在 1MHz 时为 0.156pA/√Hz， 大约是LTC6268-10的三倍。

图2显示了CV + I噪声图： LTC6268-10 和 OPA657 与频率的关系。 LTC6268-10 表现优异的原因 OPA657 具有较低的电压噪声和 其输入电容要低得多。和 因为 LTC6268-10 具有较低的电压 噪音，它继续跑赢大盘 作为传感器电容的 OPA657 是 添加和增加。此外， LTC6268-10 具有一个轨至轨输出 并可采用单 5V 电源工作， 消耗 OPA657 一半的功率。

图2.LTC6268-10 和 OPA657 的 CV + I 电流噪声与频率的关系。LTC6268-10 的安静程度要高得多。

增益带宽，并在高阻抗下实现高带宽

LTC6268-10 的另一个优点是 其严重的4GHz增益带宽产品。 事实上，您会发现 LTC6268-10 是 能够查找和使用微小的寄生电容 其他运算放大器未命中。通常 高值电阻器开始降低其 高频下的净阻抗，由于 它们的端到端电容。关键 利用 4GHz 增益带宽 具有较高增益 TIA 的 LTC6268-10 是将反馈电容降至最低 主反馈电阻周围。虽然 最小化后，LTC6268-10 可以使用 微小的残余反馈电容，用于补偿反馈环路，扩展 电阻带宽可达几MHz。 下面是 402k 的设计示例。

良好的布局实践对于 从 TIA 电路获得最佳结果。 以下两个示例显示 与 LTC6268-10 采用 402k TIA（图 3）。这 第一个例子是使用 0805 电阻 基本电路布局。在简单的布局中， 无需花费大量精力来降低反馈电容，上升时间 实现的波长约为 88ns（图 4），这意味着 带宽为 4MHz （带宽 = 0.35/tR). 在这种情况下，TIA 的带宽为 不受 LTC6268-10 的 GBW 限制， 而是通过反馈的事实 电容正在减少实际反馈 阻抗（TIA 增益本身） 蒂亚。基本上，它是一个电阻带宽 限度。402k 的阻抗为 降低其自身的寄生电容 高频。从 4MHz 带宽 而402K的低频增益，我们可以 估计总反馈电容为

这是相当低的，但可以减少 更远，也许更远。

图3.LTC6268-10 和低电容光电二极管采用 402kΩ TIA。

图4.时域响应为402kΩ TIA，无需额外努力降低反馈电容。上升时间为88ns，带宽为4MHz。

使用一些额外的布局技术来 降低反馈电容、带宽 可以增加。请注意，我们 正在增加有效“带宽” 的 402k 阻力。一个非常强大的 降低反馈电容的方法是屏蔽产生 电容。在这种情况下，方法 是在 电阻焊盘。这样的地面痕迹屏蔽 从获取到求和的输出字段 电阻器的节点端，有效 而是将田地分流到地面。 迹线增加输出负载 电容非常轻微。见图5a 和 5b 表示图形表示， 图 5c 为示例布局。

图5.正常布局 （a） 和野外搜寻布局 （b）。（c）中的电路板显示了R9处额外分流的实际布局，R12处的分流较少。只需在反馈电阻下方添加一条接地走线，就可以将磁场分流到反馈侧，将其倾倒到地。请注意，FR4和陶瓷的介电常数通常为5，因此大部分电容在固体中而不是通过空气。这种场分流技术将反馈电容从图4中的约100fF降低到图6中的11.6fF。另请注意，反馈走线在上部（c）暴露，但在下部（c）完全屏蔽。

图 6 显示了 带宽只需仔细注意 到低电容方法周围 反馈电阻。带宽和上升 时间从4MHz（88ns）到34MHz （10.3ns），系数为 8。地面屏蔽 用于 LTC6268-10 的走线很多 比高速箱中使用的宽 的 LTC6268 （参见 LTC6268 产品手册）， 延伸到整个电阻电介质下方。 假设所有带宽限制为 由于反馈电容（不是 公平），我们可以计算出上限

图6.LTC6268-10 采用 402kΩ TIA 封装，并采用额外的布局工作来减小反馈电容，可实现 10.3ns 的总系统上升时间或 34MHz 的总系统带宽。由于放置良好的接地迹位，带宽增加了 8 倍。

低阻抗的光电倍增管 （PMT）

光电倍增管（照片和 X射线如图7所示）产生光子学 收益超过一百万，值得他们的 相当高的成本。鉴于高 固有增益，TIA增益可以降低， 和带宽扩展到 单光子事件可以被隔离。一 PMT的方便功能是自励磁， 从当地汲取能量 宇宙辐射或其自身的热离子 板电压时的电子发射 很高，产生随机的狄拉克三角洲样 输出板上的电子 ping。

图7.滨松光电倍增管的照片和X射线。右边可见的电子元件是封装的高压电源。（不要对 PMT 进行 X 光检查，除非它已经无法使用。

当在低增益下使用 LTC6268-10 时， 但是，必须注意确保其增益稳定性要求为10 达到，或存在振荡风险。这 滨松PMT没有指定的 输出板电容，但HP4192 阻抗分析仪测量它是 10pF，最大测试频率为13MHz。鉴于这一事实，反馈电容 的 1pF 应该足够了 以确保表观噪声增益为11。

然而，PMT上的引脚大约 3/4 英寸长（图 8），并带有 LTC6268-10 以 1.82k，持续振荡1.05GHz 与预期的一起变得明显 对暗电流 ping 的响应（图 9）。 尝试各种反馈电容器 在 0.2pF 和 1pF 之间 LTC6268-10 没有帮助。结语 是短传输线是 改变10pF板的外观 在高频下，因此不是 满足10的增益要求。

图8.首次尝试将 LTC6268-10 连接至 PMT 输出板。注意由PMT板引脚创建的3/4英寸左右的传输线。这远低于300MHz时的1/4-lambda。可能出现什么问题？参见图 9。

图9.与300MHz评估相比，传输线很短，但与实际可用带宽相比，足够长，成为一个问题。

LTC6268-10 的位置更近 到新板上的 PMT 主体 （图10），振荡被淬灭 以及大大改善的响应 实现了图 11。元件 安装的反馈电容为 0.8pF （村田制作所GJM1555C1HR80）。 董事会的另一个变化是 反馈电阻被带到 顶部，消除了两个过孔。

图 10.专用板上更紧凑的设计。LTC6268-10 现在更靠近 PMT 主体，因此更靠近 PMT 输出板电容。传输线仍然存在，但它悬在半空中，没有“碍事”。

Figure 11. Reducing the transmission line length is key to achieveing good results. Output pulse half-width is 2.2ns. Exact −3dB bandwidth is not as relevant as a clean timedomain response.

Measuring Femtoamps

LTC6268 实现了大约 比 低两个数量级 任何以前的凌力尔特放大器， 需要精确测量 飞安 — 同时测量皮安 已经足够有挑战性了。在生产测试中， 速度至关重要，所以电容式 采用切换技术。在我们的 在工作台上进行的测试，速度 没问题，首选检测电阻。

假设运算放大器失调余量为1mV （实际最大值为0.7mV），以及 所需分辨率为 1fA，所需 检测电阻达到 1mV/1fA = 1TΩ。 幸运的是，欧姆米特制造了一个 1T 电阻器， 采用蓝色长款 MOX1125 封装。 为了测量输入偏置电流 在各种输入共模电压下 水平到DUT（被测设备）， 采用图12所示电路。

图 12.用于测量 LTC6268 （LTC6268-10 的单位增益稳定版本）的飞安偏置电流的电路以及各种共模下的测量结果。

电路板效应被消除 卸下电路板。那是 移除 LTC6268 下的电路板 同相输入和晶须连接 它通过空气到达1TΩ电阻。 这样只剩下运算放大器引脚， 电阻器及其封装材料 地方，悬在半空中，如你所见 图 13（顶部）和 14（底部）。

图 13.飞安测量板的实际板实现。注意相对于蓝色长电阻的位置。DUT 输入引脚的反馈电容仅通过空气传输。

图 14.电路板的底部，显示悬挂在半空中的 DUT 输入引脚。

图15显示了时域响应， 在 2.2 秒内稳定良好。超调 实际上不是常规的超调 感觉，而是必要的费用 移动总输入 C，有效地查看 就像短期偏置电流一样。电压 过冲的增量约为190mV， 宽度延长约 1.25 秒。 总费用可估算如下： 计算所创建三角形的面积 通过图15中的电压过冲：

图 15.时域响应。在2.2秒内建立，共模电压变化为200mV。过冲是真实的，因为太欧电阻移动0.6pF总输入电容上的电压。

当Q = CV和200mV步进时， 总输入C的计算公式为Q/V = 0.6pF。粗略的分配将 对于 LTC6268 输入 C 而言，为 0.45pF分米另外 0.15pF 用于晶须和 电阻引线。测量输出噪声 略低于 1mVP–P一致 目的是解析1fA。

结论

LTC6268-10 显著降低了 TIA的传统敌人：电压 噪声、电流噪声、输入电容 和偏置电流。它的特点 极低的4.25nV/√Hz电压噪声， 0.005pA/√Hz 电流噪声，非常低 0.43pF 输入电容，3fA 偏置 电流和 4GHz 增益带宽。

审核编辑：郭婷