ADSL线路驱动器设计指南2

本文的第一部分它讨论了不同的DSL标准、DSL信号的特性、DSL差分驱动器的设计以及本应用中使用的放大器的要求。

设计计算、伏特、安培和功耗

在DSL应用中考虑线路驱动器的功率要求非常重要。虽然标称功率水平为100mW有效值或小于100Ω的负载似乎不是很多功率，驱动器必须处理较大的峰值信号，因此需要大于标称电源电压。这既增加了驱动器封装的功耗，又增加了电源所需的峰值电流能力。这个问题在中央局设计中变得最为关键，因为许多DSL端口都包含在由一个电源供电的单个卡上。此外，必须正确处理驱动器产生的热量，以确保可靠运行。

本节将提供必要的计算，以确定任一标准的ADSL驱动器的电压、电流和功耗。将这些方程放在电子表格中非常有用，可以快速观察不同设计变量对整个系统的影响。假设选择了一款宽带、低失真驱动器 （LT1795 和 LT1886 是出色的选择），则需要考虑的三个最重要的系统问题是总电源电压、峰值输出电流和所需的驱动器功耗。

对于这些计算，所需的RMS电压被视为直流电平，以估算功耗。在实际的DSL设计中，这种方法将DMT信号的典型功耗高估了10%至20%，因为数据传输并不总是处于最大输出功率水平。系统内置的DSP智能功能可自动调整每个连接的发射功率电平和频谱。电话线环路越短，传输功率降低;对于较长的环路，并非所有通道都被使用，并且每个通道的数据位数会减少。当连接环路长度在 4000 英尺到 10，000 英尺之间并且恰好存在显着水平的噪声干扰和/或低线路阻抗条件时，提供最大发射功率。设计处理保守估计为可靠运行提供了安全裕度。

输入变量

在开始设计之前，必须知道以下信息：使用哪种DSL标准，全速率或G.Lite，无论是上游（CPE）还是下游（CO）。这些相同的公式适用于任何DSL标准（例如HDSL和HDSL2），但输入参数发生了一些变化（见表1）。

象征	参数	描述	ADSL 的典型值
P线（分贝）	线路功率	要上线的RMS电源	20dBm（全速率，一氧化碳）
			16.3分贝（G.Lite，CO）
			13dBm （全速率和 G.Lite， CPE）
㩱	波峰系数	DMT 信号的峰均比	5.3
Z线	线路阻抗	线路的特性阻抗	100Ω
n	匝数比	线耦合变压器的匝数比	1：1 或更高
P损失（分贝）	插入损耗	所用变压器的功率损耗	0.2分贝至2分贝
V人力资源	裕量电压	所用驱动器的输出饱和电压（正摆幅和负摆幅）的函数。裕量是两个饱和电压中较大的两倍。	2V 至 5V
我Q	静态电流	驱动器的总静态（无输入信号）电源电流，未转移到负载。	10mA 至 30mA
e在	输入电压	来自AFE（模拟前端）的最大峰峰值差分输入电压	1.5V 至 4.5VP-P

基本系统要求

以下公式确定基本工作要求，与设计中使用的驱动放大器无关：

线路功率（瓦特）：

示例：20dBm = 100mW。

有效值线路电压：

变压器初级电源：

变压器初级阻抗：

变压器端接电阻：

初级有效值电压：

变压器初级有效值电流：

驱动放大器有效值输出电压：

这是两个放大器输出之间的RMS电压。如果 R英国电信电阻器尺寸适当，该电压是变压器初级方均方均方电压的两倍。

峰值驱动放大器输出电流：

峰值电流处理能力是选择驱动放大器的关键。

驱动放大器提供的功率：

总线路驱动器电压增益：

差分放大器电压增益：

所用变压器的匝数比对整体设计至关重要。图1显示了驱动器两端的最小总电源电压以及所需的峰值驱动器输出电流与匝数比的函数关系。这些是基于理想放大器的绝对最低要求，理想放大器具有0V裕量，因此能够完全摆动到任一电源轨，以及理想的变压器，插入功率损耗为零。实际实现将需要更大的电源电压，详见下一节。尝试使用传统的变压器端接电阻设计电源电压或电流能力较低的系统将导致削波和传输数据错误。

图1.所需的最小峰峰值驱动器输出电压和峰值输出电流，是理想的放大器和变压器。

图1还比较了不同的ADSL标准与中央局、下游、全速率ADSL，后者需要最多的电流和电压。下游 G.Lite 和上游全速率和 G.Lite 调制解调器的线路功率要求降低，从而产生了具有较低电压和电流要求的设计。

重要驱动器特性：裕量电压和静态电流

为了确定驱动器所需的电源电压、功耗和功耗，必须考虑驱动器放大器的裕量电压和所需的静态电流。

放大器的最小总电源电压：

驱动放大器的实际电源电压必须设置为高于最小峰峰值放大器输出摆幅，以提供裕量电压，防止峰值信号削波。使用大于此最小值的电源电压会增加驱动器放大器的功耗。

放大器的裕量电压由输出电压摆幅的保证规格或显示输出饱和电压与输出电流或不同负载电流下温度的关系曲线确定。裕量电压是给定负载电流下电源电压轨与最大输出电压摆幅（正负）之差。图2显示了用于确定放大器输出饱和电压的简单模型以及有用的数据手册曲线示例。

图2.典型输出级模型和常用数据手册曲线用于确定放大器裕量电压。

在大信号瞬变期间，放大器输出级的晶体管将完全导通，以将输出拉近电源轨。信号摆动距离的限制可以建模为晶体管两端的固定压降，由电阻串联驱动。该电阻增加了电压摆幅限制，与晶体管必须提供或吸收的负载电流成正比。固定压降和电阻两端电压的总和称为输出饱和电压。用于模拟该特性的值可以从数据手册曲线确定。图 2 示出了 LT1795 数据手册上显示的曲线。

该曲线显示了正负放大器饱和电压与结温的关系，以及两个不同的负载电阻值。DSL线路驱动器通常运行温度较低，因此曲线上的感兴趣区域将在50°C左右的结温范围内。 为了确定模型的正输出摆幅的固定电压部分，V坐+，使用 R 评估顶部曲线L= 2k。从曲线可以看出，输出将摆动到正电源的1.2V以内。由于曲线是使用±15V电源产生的，因此50°C时的负载电流仅为13.8V/2kΩ或7mA。要确定模型中串联电阻的值，请确定输出饱和电压随负载电流变化的变化。在相同的50°C结温点下，用R评估上部曲线L= 25Ω.在此负载下，输出摆幅在正电源轨的 1.8V 以内，负载电流为 13.2V/25Ω 或 528mA。串联电阻为 ΔV坐/ΔI外（0.6V/521mA），即1.15Ω。根据这些值，正放大器饱和电压将为1.2V + 1.15Ω • I峰其中 I 的值峰取决于特定的调制解调器设计。对放大器向负供电轨摆幅应用相同的方法，导致饱和电压模型参数串联为1.2V，电阻为2.2Ω。

利用这些值模拟 LT1795 的输出饱和特性，在任何峰值输出电流水平下，由于较高的有效串联电阻压降，输出级在向负电源摆动时将饱和或削波，然后削波于正摆幅。如果任一输出摆幅偏移削波，则可能发生传输误差，因此在确定驱动器的总电源电压要求时，放大器的总裕量电压V人力资源，应是两个输出饱和电压中较大的两倍。这将确保输出在最大峰值信号条件下根本不会削波。

与 V供应设置足够大以防止信号削波 电源的总功耗可通过公式14确定：

整线驱动器功耗：

此等式引入了两个新项 V额外和我Q.V额外是高于 V 的总附加电源电压供应量（最小）），实际上用于为驱动放大器供电。例如，如果设计的最小总电源电压确定为20V（或±10V），但实际可用电源为±12V，则V额外期限为 24V – 20V 或 4V。在确定系统中要使用的电压和电流能力的电源时，每个线路驱动器的总功耗非常重要。当多个DSL端口由预先设计的电源供电时，这一点变得最为重要。电源可能成为允许端口数量的限制因素。

静态电流，IQ，基本上是驱动放大器的工作电源电流。这是偏置放大器内部电路所需的电流。通常，处理失真极低信号的高速、高输出电流放大器需要的工作电流明显高于通用放大器。该电流会增加驱动器封装的功耗和功耗，因为无论是否施加信号，都必须始终提供电流。然而，驱动器中静态电流的功耗不仅仅是I的固定直流功率Q• V供应.如图3所示，大部分静态电流被转移到放大器输出级，并在处理信号时成为负载电流的一部分。所示曲线再次针对 LT1795 驱动器。空载时，所有30mA静态电流从正电源流经放大器流向负电源。然而，当负载源出或吸收500mA电流时，只有12mA流过放大器，剩余的18mA被输出级吸收并转移成为负载电流的一部分。为了准确估计驱动器的平均功耗，应考虑静态电流的共享。这将防止过度设计热管理区域。我Q公式14中的项应该是在负载电流电平I下继续流过放大器的唯一电流普利（有效值）.转移静态电流包含在 I 中普利（有效值）术语。

图3.放大器的大部分静态电流被传递到负载电流。

遗憾的是，静态工作电流与负载电流的关系曲线在典型数据手册中找不到。应对所选放大器进行一些表征。放大器功率输出级的设计多种多样，直接影响总工作静态电流的转移。

线路驱动器放大器的功耗：

在解决热管理问题时，驱动器包中的功耗非常重要。

为了最大限度地降低功耗，驱动器应由电源供电，并将电压设置为所需的最小值。然而，大多数实现方案使用现有的电源电压，通常为±15V、±12V或仅12V电源轨用于线路驱动器/接收器。图4显示了线路驱动器放大器封装中的实际功耗，具有常用的电源电压和一系列变压器匝数比。这是一个实际示例，其中假设了放大器裕量和静态电流以及一些变压器功率损耗的值。低功耗上游调制解调器需要较少的工作电流，这有助于最大限度地降低封装功耗。如果匝数比对于给定电源电压来说太低，则图表上的线将终止，因为电源电压不够大，无法防止DMT信号峰值削波。

图4.驱动器功耗与匝数比：实际实现。

如前所述，驱动器的功耗是一个重要的问题，因为它会在系统中产生热量。对于每个ADSL标准，都需要一定的最小功耗。增加功耗的三个因素是放大器裕量电压、放大器静态工作电流和线路耦合变压器的功率损耗。在选择放大器和变压器时注意这三个因素可以优化整体功耗。表2总结了这三个项的放大器功耗灵敏度（见公式15）的分析。这显示了单独计算的每个因素对总封装耗散的影响，其他两个因素设置为零。术语 n 是变压器匝数比。

标准	ADSL 全速率下行	G.精简版下游	全速率和G.Lite上游	额外的功耗
最小功耗，P最低	860毫瓦	367毫瓦	172毫瓦
放大器静态电流，IQ	33.5毫瓦/氮	22.14毫瓦/氮	15毫瓦/氮	每 1mA 的 IQ/ 3迪斯= （因子） • （IQ/1毫安）
总放大器裕量电压，V人力资源	n • 31.6毫瓦	n • 20.9毫瓦	n • 14.1毫瓦	每 1V V人力资源/ <>迪斯= （因子） • （V人力资源/1V）
变压器插入损耗，P损失分贝	2.3%	2.3%	2.3%	每 0.1dBm P损失,

表2中的系数粗略地说明了这三个系统变量的额外功耗。I 对功耗的综合影响Q/ 5人力资源和 P损失仍必须由公式 15 确定。

优化功耗、可调静态电流和关断

凌力尔特的几个高速功率放大器提供了从外部设置工作静态电流的能力。对于任何DSL标准的设计，这允许微调放大器的工作点，以实现最小的功耗和足够的失真性能。然而，两者之间存在直接的权衡。极低静态电流的设计可显著降低功耗，但要获得最低失真性能，则需要为内部放大器电路提供额外的偏置电流。图 5 示出了 LT1795 的工作电流的可调性。内部电流源通过单个外部电阻器进行设置。通过该源的电流被镜像并放大，成为两个放大器的偏置电流。图5还显示了调整工作电流对失真的影响。频谱分析仪图显示了 20 个载波音（从 200kHz 到 500kHz）的互调分量。由于工作电流过低，线路上的信号失真太严重，干扰其他通道是不可避免的。然而，调高电流会使所有失真产物下降到本底噪声中。这种调整应在实际传输条件下评估驱动器时进行，并针对可获得的最高数据速率进行优化。

图 5a.适当调整工作电流可最大限度地减少工作电流。频谱元件，调节电源电流。

图 5b.带 I 的 20 个载波音的频谱Q每个放大器的电流为 12mA。

图 5c.带 I 的 20 个载波音的频谱Q2.2mA/放大器

在多端口系统或高能效独立调制解调器设计中，最好的电源和热管理技术是在线路处于非活动状态时关闭驱动器。数字电路始终知道何时没有数据传输活动，并可以向驱动器发出信号以关闭操作。许多驱动器接受此控制信号并完全关闭内部电路。例如，LT1795 可在不需要传输数据时停机以消耗小于 200μA 的电流。当命令上电时，驾驶员只需要几微秒即可恢复全部性能，与典型的通信训练间隔相比，这是一个微不足道的时间。然而，当关断时，放大器的输出级会失去所有偏置并进入高阻抗状态。这实质上打开了与变压器后端接电阻的连接。由于这些电阻通常用于检测从线路接收的信号，因此如果它们保持浮动状态，则不会在其上产生信号。

图6显示了称为部分关断的省电功能，该功能使放大器保持轻微偏置，从而允许调制解调器继续监视线路以接收传输信号。在这里，精心选择两个电阻器来控制工作静态电流，并在关断时保持少量的“保活”电流。电阻缩放可以适应从 DSP 处理器以任何逻辑电压电平直接连接到 I/O 引脚。关断至2mA的静态电流水平可使输出级保持活动状态并端接接收到的信号检测电阻，从而将空闲通道功耗和功耗降低10：1以上。

图6.如何在保持接收器功能的同时降低空闲通道中的驱动器电源电流。

热管理

根据所应用的ADSL标准、电源和所使用的变压器匝数比，驱动器放大器封装的功耗将在500mW至2W之间。平均功耗乘以从驱动器结点到环境空气的总热阻将决定工作结温高于最高环境温度的上升。大多数功率放大器具有内置的热保护机制，当结温超过典型值160°C时，该机制将禁用输出级。 如果达到这个温度，放大器将保护自己，但数据传输错误将比比皆是，并可能导致数据传输断开。设计一个散热系统，在最高预期环境温度下将驱动器结温限制在125°C以下，将确保连续运行。

幸运的是， 功耗水平不高到需要外部散热器， 因此通常可以通过PCB铜箔平面来管理散热.此外，大多数功率放大器的封装都使用热传导增强功能，例如熔断或裸露的引线框架。熔断引线框架具有多个封装引脚，直接连接到连接IC的金属焊盘。这为从IC的结点（从塑料封装）到直接连接到PCB铜层的引脚的热传递提供了连续的路径。裸露的引线框架不会塑料封装连接IC的底面金属。这提供了一个可以直接连接到PCB铜的金属焊盘，以便将热量从IC安装结热源直接传递到环境空气。裸露引线框架允许采用非常小的封装，例如用于 LT1795CFE（一款 20 引脚 TSSOP 封装）的封装，使其具有与大尺寸封装相似的导热特性。具有良好导热性的非常小的封装可以为中心局应用提供非常密集的多端口ADSL系统。

传播驱动器产生的热量的最佳方法是使用尽可能多的铜平面，并通过从电路板顶部到底部的小过孔将它们“缝合”在一起，如图7所示。这些通孔的直径应足够小（15密耳或更小），以便在电镀过程中完全填充焊料。这提供了从电路板顶部到底部的连续导热路径，以便最大限度地暴露在周围环境中。除了“越大越好”之外，没有固定的规则来确定PCB上铜平面的横向面积，2oz铜比1oz铜更厚，因此更好的热导体。图7还显示了从结到外壳的热扩散热阻的改善，PCB顶部和底部的铜箔面积各不相同。由于大部分热量都消散在紧邻驱动放大器封装的区域，因此会出现一个收益递减点，即更多的铜面积不能提供太多额外的好处。这可以从图7中的热阻图中看出，其中，超过1in的总PCB面积2，进一步降低不热阻最小。关于用于散热的PCB平面的一个警告是，玻璃纤维材料（通常是FR-4）是一种相当好的热绝缘体。任何穿过铜平面的组件互连走线都会显著降低横向区域的有效性。应在多层板的内层进行互连走线，以尽量减少组件之间的距离。DSL调制解调器中使用的逻辑电路的复杂互连通常需要多层PC板，该板可以在线路驱动器区域得到充分利用。

图 7a.使用PCB铜箔进行散热.

图 7b. 通过增加铜箔面积来改善散热。

可以采取的另一种措施是提供一些强制气流冷却。穿过驱动器封装的线性气流可以显著降低从结点到环境的有效热阻（θ贾）的散热系统。每 100lfpm（线性英尺/分钟）可将 2°C/W 降低至 3°C/W。这在封闭外壳中的多端口系统中尤其重要。

设计推荐画廊

本节将提供每个ADSL标准的驱动器和接收器电路的示例。这些电路为实现DSL调制解调器的线路接口功能提供了良好的起点。这些电路的设计考虑了目前提到的所有因素，但其他系统变量，如可用电源电压或AFE输出和输入动态范围，可能需要进行一些修改。每个线路驱动器设计的总电压增益，从差分输入电压到输出到电话线的实际电压，已调整到需要小于3V的值P-P来自提供传输信号的 AFE。调整放大器级的增益，以考虑所用变压器的信号升压以及通过背端接电阻的信号损耗。

所有设计的共同点是良好的电源旁路方法。如图 8 所示。电源连接到电路板的点处的大值和小值旁路电容器可在很宽的频率范围内提供噪声和纹波去耦。建议在驱动器和接收器电源引脚上增加高频去耦。另一个直接连接在驱动器电源引脚之间的大值通过调整电容器有助于减少电源线上纹波的二次谐波分量。该组件来自每个电源的峰值电流需求，由于差分放大器拓扑（每个放大器在每个信号周期中源出并吸收一次峰值电流），每个输入信号周期都会出现两次峰值电流需求。

图8.建议为任何设计提供旁路电源。

差分接收器

并非所有DSL调制解调器都需要接收器电路。一些模拟前端IC具有复杂的电路，可实现非常宽的动态输入范围，以便在通过接收/回波滤波器后直接从本底噪声中拾取小的接收信号。其他设计使用第二个变压器将差分接收信号直接处理到滤波器/ AFE。许多设计仍然倾向于检测端接电阻两端的差分信号，并在接收信号通过滤波器传递到AFE之前为接收信号提供增益。该基本差分接收器电路如图9所示。每个接收器放大器都是一个求和级，它将接收到的信号和在变压器初级端看到的衰减发射信号与加权的相反相位发射信号相加。发射信号的这种加权求和理想地抵消了180°异相信号，只将接收到的信号留在差分放大器输出端。这称为本地回声消除。在标准线路驱动器设计中，图9中节点A和B的发射信号幅度是节点C和D的两倍。要消除接收器中的这些信号，需要电阻R。一个和 RB设置为电阻器R值的两倍C和 RD.

图9.基本差分接收器（4 线至 2 线）。

接收器的增益只是接收信号路径的反相增益，RF1/RC和 RF2/RD.在随后的驱动器设计示例中，接收器输入电阻连接到节点A至D处的驱动器。接收器的推荐分量值提供从线路上出现的接收信号到差分接收器输出的单位增益。这考虑了线路耦合变压器的衰减。图中还显示了一个小型反馈电容，该电容在刚好高于接收信号带宽的频率下降低增益，该带宽因应用而异。

ADSL 全速率或 G.Lite 上行 （CPE） 线路驱动器

该驱动器（图10）是ADSL标准中功耗最低的，功耗低于500mW。较低的线路功率 13dBm 和由此产生的较低峰值电流要求允许使用 LT1886，它是一款高速 200mA 双通道放大器。使用2：1的变压器匝数比允许该驱动器由单个12V电源供电。

图 10.全速率或 G.Lite 上游 （CPE） 驱动程序。

为了获得最高的开环增益和带宽以最大限度地减小失真，LT1886 进行了去补偿，并且仅在闭环增益为 10 或更高的情况下保持稳定。在这种设计中，每个放大器的信号增益仅为6.35。为了在如此低的增益值下保持稳定，需要增加增益补偿元件RC1， CC1/ 1C2和 CC2.这些分量仅在频率大于15MHz时发挥作用，与增益设置电阻R0和 RG2，使每个放大器的反馈因子值为0.9，与闭环增益为10相同;因此，确保了稳定性。

LT®1886 是一款 700MHz 增益带宽放大器。如此高频率下的增益和单位增益不稳定的组合要求增益设置电阻在所有频率下都返回到低阻抗。因此，两个增益设置电阻接地，而不是使用连接到另一个放大器反相输入的单个电阻。包括电容C1和C2，以防止对放大器的直流失调电压施加增益。接收器放大器反馈电容的不同值考虑了全速率（1104kHz）或G.Lite（552kHz）实现中CO调制解调器下游信息的频谱。

ADSL G.Lite 下行 （CO） 线路驱动器

这种中等功率（16.4dBm）驱动器需要的功率不到1W，如图11所示。该设计采用±12V电源偏置，使用匝数比仅为1：1.2的变压器。尽管峰值电流仅为 140mA，但由于其总工作电源电压为 13.2V，因此无法使用 LT1886。取而代之的是采用非常小的 TSSOP 电源封装的 LT1795CFE。这种小型封装非常适合中央办公室、多个 DSL 端口设计，可在单个 PC 卡上压缩大量驱动程序。

图 11.ADSL G.Lite 下游 （CO） 线路驱动程序。

ADSL 全速率下行 （CO） 线路驱动器

图12是功耗最高的DSL线路驱动器应用，用于中心局应用，以在整个互联网上获得高达8Mbps的数据速率。此设计使用标准反向端接，可通过使用 2：1 匝数比变压器由 ±12V 电源供电。这导致放大器的峰值输出电流需求相当高，为355mA。LT1795 具有一个 500mA 的输出电流额定值，再次能够胜任这项任务。

图 12.ADSL 全速率下行 （CO） 线路驱动器。

低功耗ADSL全速率下行（CO）线路驱动器

为了解决全速率ADSL驱动器的功耗和耗散问题，可以使用稍作修改的拓扑，如图13所示。认识到放大器提供的功率的一半在变压器反向端接电阻中损失，降低功耗的一个明显方法是简单地降低这些电阻的值。然而，这样做会改变从电话线看到的调制解调器的输出阻抗，并且还会减少这些检测电阻上产生的接收信号量。虽然它由±12V电源供电，但图13所示电路实现了300mW的节能。通过使用仅 1.5：1 的变压器匝数比，驱动器电流可显著降低。通常，这需要更高的电源电压±14V和R英国电信电阻为22.2Ω。然而，尽管RBT电阻减小到13.3Ω，但电路仍保持100Ω的适当线路阻抗端接，并采用±12V电源供电。然而，它并不适合所有应用，因为它仍然会减少接收信号量。它最适用于使用灵敏接收器AFE的系统，该AFE仍然可以检测到减少的接收信号。

图 13.低功耗ADSL全速率下游（C）线路驱动器。

这种方法称为主动终止。每个放大器中的少量正反馈从相反的放大器输出获得。该反馈使得在节点C和D处看到的有效输出阻抗成为适当的值，即使R。英国电信电阻器已从应有的水平减少了 40%。此拓扑的设计公式如下。

而不是使用 R 的标准值英国电信电阻，它可以降低到任何所需的值，并随之而来的是接收信号损失。称为 K 的因子可用于定义新的 R英国电信电阻：

使用标准端接和1：1.5匝数比变压器，值为R英国电信应为22.2Ω。在图13的设计中，该电阻减少了40%至13.3，因此系数K = 0.6。

从每个放大器的同相输入到输出节点A和B的正向路径电路增益称为G，其中G = 1+ RF/RG.

每侧（从节点 D 到 A 和从节点 C 到 B）的正反馈信号路径的增益称为 P，其中 P = RF/RP.

使用这些缩写：

对于正确的阻抗匹配：P = 1 – K。

为了从AFE输出到线路获得所需的电压增益，AV，术语 G 设置为：

其中 e普里普利和 e线是变压器初级和线路上的电压，通过考虑匝数比和变压器插入损耗来确定。

当通过正反馈修改闭环增益时，使用 LT1795 等高性能放大器不会导致失真性能的任何下降。可以显著节省功耗，但该设计可能不适用于前面提到的所有应用。

结论

遵循本文中描述的设计过程应该使设计和实现变得简单而准确。至少，它将确保电力和热量问题得到适当的考虑。 凌力尔特提供各种高速、低失真功率放大器和低噪声双通道放大器，可用于实现 DSL 调制解调器的驱动器/接收器功能（见表 3）。

线路驱动器
部分	LT1795	LT1207	LT1886	LT1497	LT1206	LT1210
单/双	对偶	对偶	对偶	对偶	单	单
输出电流	500毫安	250毫安	200毫安	125毫安	250毫安	1.1安
电源电压	10V 至 30V	10V 至 30V	5V 至 13V	5V 至 30V	10V 至 30V	10V 至 30V
增益带宽产品	50兆赫	60兆赫	75兆赫	50兆赫	60兆赫	35兆赫
压摆率	900V/μs	900V/μs	200V/μs	900V/μs	900V/μs	900V/μs
我Q/放大器	1mA 至 30mA	1mA 至 30mA	7毫安	10毫安	1mA 至 30mA	1mA 至 50mA
V坐+	1.2V	1.2V	0.75V	1.2V	1.2V	1.2V
V坐–	1.2V	1.2V	0.9V	1.057	1.2V	1.25V
R坐+	1.2Ω	3.2Ω	3.1Ω	14Ω	3.2Ω	0.9Ω
R坐–	2Ω	5.3Ω	2.3Ω	10Ω	5.3Ω	1.7Ω
双功放接收器
部分	LT1355	LT1358	LT1361	LT1364	LT1813	LT1253
电源电压	5V 至 30V	5V 至 30V	5V 至 30V	5V 至 30V	5V 至 12V	10V 至 24V
增益带宽产品	12兆赫	25兆赫	50兆赫	70兆赫	100兆赫	90兆赫
压摆率	400V/μs	600V/μs	800V/μs	1000V/μs	750V/μs	250V/μs
噪声电压	10nV/√赫兹	8nV/√赫兹	9nV/√赫兹	9nV/√赫兹	8nV/√赫兹	3nV/√赫兹
我Q/放大器	1.25毫安	2.5毫安	5毫安	7.5毫安	3毫安	6毫安

审核编辑：郭婷