在传统的收发器设计中,50 Ω单端接口广泛用于RF和IF电路。当电路互连时,它们都应该看到匹配的50 Ω输出和输入阻抗。然而,在现代收发器设计中,差分接口经常用于在IF电路中获得更好的性能,但实现它们需要设计人员面对几个常见问题,包括阻抗匹配、共模电压匹配和难以计算的增益。了解发射器和接收器中的差分电路有助于优化增益匹配和系统性能。
差分接口优势
差分接口有三个主要优点。首先,差分接口可以抑制外部干扰和接地噪声。其次,可以抑制偶数阶输出失真分量。这对于零中频(ZIF)接收器非常重要,因为低频信号中出现的偶数阶分量无法滤除。第三,输出电压可以是单端输出的两倍,从而在给定电源上将输出线性度提高6 dB。
本文讨论三种情况下的接口解决方案:ZIF接收器、超外差接收器和发射器。这三种架构广泛用于无线远程无线电单元 (RRU)、数字中继器和其他无线仪器。
ZIF 接收器接口设计和增益计算
在零中频(ZIF)接收器设计中,中频信号很复杂,直流和极低频信号可提供有用的信息。典型的解调器在驱动200 Ω至450 Ω负载时可以提供最佳性能,而ADC驱动器通常具有50 Ω以外的输入阻抗,因此将系统与直流耦合电路连接既关键又困难。
图1显示了使用两个低噪声放大器(LNA)、一个ADL5380 400 MHz至6000 MHz正交I/Q解调器、一个作为本振(LO)的宽带频率合成器ADF4350和双通道数字可编程可变增益放大器(VGA)的ZIF接收器配置。表1显示了相关的ADL5380接口和增益参数。
图1.ZIF 接收器框图。
表 1.ADL5380接口和增益参数
测试条件 |
VS = 5 V, TA = 25°C, fLO = 900 MHz, fIF = 4.5 MHz, PLO = 0 dBm, ZIN = 50 Ω |
|
参数 |
值 |
评论 |
电压转换增益 |
6.9分贝 |
I 和 Q 输出上的 450-Ω 差分负载 |
5.9分贝 |
I 和 Q 输出上的 200 Ω 差分负载 |
|
共模输出电压 |
2.5 V |
ADJ 连接到 VS |
I/Q差分输出阻抗 |
50 Ω |
当与具有217 Ω差分输入阻抗的AD8366连接时,ADL5380具有5.9 dB电压增益和–0.5 dB功率增益[5.9 dB – 10log (217/50)]。为获得最佳性能,通过将ADL5380 ADJ引脚连接到V,将ADL5380和AD8366之间的共模电压设置为2.5 VS.在ADL5380和AD8366之间放置一个插入损耗为0.5 dB的差分四阶巴特沃兹低通滤波器,可抑制噪声和不需要的高频分量。虽然滤波器会导致一些不匹配,但在基带频率下是可以容忍的。
表 2.AD8366接口和增益参数
测试条件 |
VS = 5 V, TA = 25°C, ZS = 200 Ω, ZL = 200 Ω, f = 10 MHz |
|
参数 |
值 |
评论 |
电压转换增益 |
4.5分贝 |
最小数字增益设置 |
20.25分贝 |
最大数字增益设置 |
|
共模输出电压 |
1.5 V |
最低 |
2.5 V |
最大或输入自偏置 |
|
差分输入阻抗 |
217 Ω |
|
共模输出电压 |
1.6 V |
最低 |
3 V |
最大 |
|
2.5 V | VCMA和VCMB保持浮动状态 | |
差分输出阻抗 |
28 Ω |
|
线性输出摆幅 |
6 V 峰峰值 |
1dB 增益压缩 |
AD8366的共模输出电压可设置为2.5 V;当VCM保持浮动时,它具有最佳的线性度。遗憾的是,AD6642在0.9 V共模输入电压(0.5 × AVDD)下性能最佳。由于AD8366的共模输出电压必须在1.6 V至3 V之间,因此AD6642 VCM和AD8366 VCM端子不能直接连接,必须使用电阻将AD8366共模输出电压分压至0.9 V。
为获得最佳性能,AD8366应驱动200 Ω负载。为了实现所需的共模电平和阻抗匹配,在AD8366之后增加了63 Ω串联电阻和39 Ω分流电阻。该电阻网络将使功率增益衰减4 dB。
AD8366输出摆幅为6 V p-p,但电阻网络提供的4 dB衰减将AD6642的电压限制为2.3 V p-p,从而保护其免受大干扰尖峰或不受控制的增益造成的损坏。
插入损耗为1.5 dB的差分六阶巴特沃兹低通滤波器位于AD8366和AD6642之间,用于滤除不需要的高频元件。I通道的完整差分接口如图2所示。
图2.ZIF接收机接口图及仿真滤波器特性。
为了保留足够的裕量以考虑增益随温度的变化,AD8366在正常模式下的增益设置为16 dB。
在这种配置中,整个信号链的增益为
5.9 dB – 10log (217/50) – 0.5 dB + 16 dB – 10log (200/217) – 1.5 dB – 4 dB
= 9.9 dB。
在ADL5380之前级联插入的两个LNA可实现32 dB增益。通过将模数转换器配置为 2V p-p 摆幅和 78 Ω 等效输入阻抗,它能够处理 –34dBm 单音 RF 输入信号。如果输入信号在调制时峰均比(PAR)为10 dB,则–41 dBm输入信号是接收器在不更改VGA设置的情况下可以处理的最大信号。
换句话说,电压增益可用于计算信号链链路预算。当输入端口阻抗等于输出端口阻抗时,电压增益等于功率增益。整个信号链的电压增益为
32 dB + 5.9 dB – 0.5 dB + 16 dB – 1.5 dB – 8 dB = 43.9 dB。
对于单音信号输入,要获得 2V p-p 摆幅范围,适当的输入功率为
8 dBm – 43.9 dB + 10log (78/50) = –34 dBm。
结果与计算的功率增益非常匹配。
在某些应用中,ADL5380可能需要直接连接到AD6642,在这种情况下,可以在AD6642差分输入端增加一个500 Ω电阻,以改善匹配。ADL5380的电压增益为6.9 dB,共模问题与AD8366相同。应使用 160 Ω 串联电阻和 100 Ω分流器来实现 500 Ω负载和所需的共模电压。同样,电阻网络将电压衰减8 dB(功率衰减4 dB)。
插入损耗为1.5 dB的低通滤波器位于ADL5380和AD6642之间,用于滤除不需要的频率分量。输入阻抗为50 Ω,输出阻抗为500 Ω。在这种配置中,整个信号链的增益为
6.9 dB – 10log (500/50) – 1.5 dB – 4 dB = –8.6 dB。
超外差接收器接口设计和增益计算
在超外差接收器中,系统使用交流耦合,因此在连接这些电路时不必考虑直流共模电压。
ADL535x和ADL580x等许多混频器具有200 Ω差分输出阻抗,因此不同输出阻抗的功率增益和电压增益分别表示。
图3所示为采用低噪声放大器ADL5523实现的超外差接收器的一个通道;ADL5356双通道平衡混频器,内置LO缓冲器、IF放大器和RF巴伦;低通滤波器;AD8376双通道超低失真中频VGA;另一个低通滤波器;以及AD6642双通道中频接收器。
图3.超外差接收器图;显示一个频道。
该设计采用 140MHz IF 和 20MHz 带宽,因此器件可以交流耦合。
AD5356在200 Ω负载下性能最佳,但AD8376的输入阻抗为150 Ω。因此,为了抑制混频器输出杂散并提供更好的阻抗匹配,差分LC滤波器必须具有200 Ω输入阻抗和150 Ω输出阻抗。在必须通过尖锐滤波器抑制输出带信号的应用中,可以使用差分SAW滤波器,但这会在接收器信号链中引入损耗和群延迟。差分四阶带通巴特沃兹滤波器可能适用于许多无线接收器,因为RF滤波器可以为带外干扰提供足够的衰减。
表 3.ADL5356和AD8376接口和增益参数
ADL5356 测试条件 |
VS = 5 V, TA = 25°C, fRF = 1900 MHz, fLO = 1760 MHz, LO power = 0 dBm |
|
参数 |
值 |
评论 |
电压转换增益 |
14.5分贝 |
Z源 = 50 Ω,差分 Z负荷= 200 Ω差分 |
共模输出电压 |
2.5 V |
ADJ 连接到 VS |
功率转换增益 |
8.2分贝 |
包括 4:1 IF 端口变压器和 PCB 损耗 |
AD8376 测试条件 |
VS = 5 V, TA = 25°C, RS = RL = 150 Ω at 140 MHz |
|
参数 |
值 |
评论 |
差分输入电阻 |
150 Ω |
|
电压转换增益 |
–4 分贝 |
最低数字设置 |
20分贝 |
最大数字设置 |
|
输出阻抗 |
16 kΩ ||0.8 pF |
AD8376的电流输出电路具有高输出阻抗,因此差分输出之间需要150 Ω。另一个差分滤波器必须衰减二次和三次谐波失真分量,因此这个150 Ω负载分为两部分。首先,在AD8376的输出端安装一个300 Ω电阻。另一个300 Ω电阻由两个165 Ω电阻和ADC的3 kΩ输入阻抗组成。两个 165 Ω电阻还为 ADC 输入提供直流共模电压。LC滤波器的输入和输出阻抗均为300 Ω。完美的源和负载匹配对于高中频应用非常重要。完整的界面如图 4 所示。
图4.超外差接收机接口图及滤波器仿真结果.
在接收器中,20 dB LNA安装在混频器前面。混频器之后的滤波器具有2 dB的插入损耗;AD8376和ADC之间的滤波器具有1.2 dB的插入损耗。AD8376增益设置为14 dB,以提供足够的裕量来应对温度变化。接收器的总增益为
20 dB + 8.2 dB – 2 dB + 14 dB – 1.2 dB = 39 dB.
为了将ADC输入电压限制在2 V p-p以下,将功率传输到150-Ω电阻(300 Ω ||(165 Ω × 2) ||3 k Ω) 应小于 5.2 dBm。因此,对于单音信号,接收器的最大输入功率为–33.8 dBm。如果输入信号是10 dB PAR调制信号,则使用此增益设置的最大输入信号为–40.8 dBm。
发射机接口设计和增益计算
对于Tx通道设计,ZIF和超外差架构具有相似的接口特性,并且都需要TxDAC和调制器之间的直流耦合。大多数调制器的IF输入电路应由外部直流电压偏置;TxDAC输出可在直流耦合模式下为调制器提供直流偏置。大多数高速DAC具有电流输出,因此需要一个输出电阻来为调制器产生输出电压。®
图5所示为超外差或ZIF发送器,采用AD9122 TxDAC、低通滤波器、ADL537x正交调制器、另一个RF滤波器、ADF4350频率合成器、数控VGA、功率放大器和AD562x DAC实现,用于控制功率放大器(PA)的栅极电压。
图5.变送器图。
对于AD9122,满量程输出电流可以设置在8.66 mA至31.66 mA之间。对于大于20 mA的满量程电流,无杂散动态范围(SFDR)会降低,但DAC的输出功率和ACPR会随着满量程电流设置的降低而降低。一个合适的折衷方案是0 mA至20 mA电流输出,由20 mA交流电流组成,电流和10 mA直流电平。
表 4.AD9122和ADL5372接口和增益参数
AD9122 测试条件 |
AVDD33 = 3.3 V, DVDD33 = 3.3 V, DVDD18 = 1.8 V, CVDD18 = 1.8 V |
|
参数 |
值 |
评论 |
满量程输出电流 |
8.66毫安 |
最小数字满量程设置 |
31.66毫安 | 最大数字满量程设置 | |
输出电阻 |
10兆安 |
ADL5372 测试条件 |
VS = 5 V, TA = 25°C, fLO = 1900 MHz, fIF = 140 MHz |
|
参数 |
值 |
评论 |
输出功率 |
7.1分贝 |
VIQ = 1.4 V p-p differential |
I 和 Q 输入偏置电平 |
0.5 V |
推荐 |
差分输入阻抗 |
2900 kΩ |
ADL5372的输入电路需要0.5 V共模电压,该电压由流过50 Ω电阻的10 mA直流电流提供。0mA 至 20mA 交流电流由两个 50 Ω电阻和一个 100 Ω 电阻共享。因此,调制器输入之间的交流电压为20 mA ×((50 × 2) || 100) = 1 V p-p。TxDAC和调制器之间的滤波器可去除不需要的频率成分。滤波器的输入和输出阻抗为100 Ω。完整的界面如图 6 所示。
图6.直流耦合发射机IF接口图及滤波器仿真结果
采用50 Ω输出时,ADL5372的电压转换增益为0.2 dBm。对于13 dB PAR调制器信号,Tx数字预失真过程的平均功率必须至少降低15 dB。ADL5372采用1 V p-p单音输入时,调制器的平均输出功率为7.1 dBm – 2.9 dBm = 4.2 dBm。如果考虑低通滤波器的2.2 dBm插入损耗,峰值输出功率为4.2 dBm – 2.2 dBm = 2 dBm。在这种状态下,调制器输出端的平均输出功率为–10 dBm。
对于11 dBm的平均功率信号,Tx信号链中需要一个具有26 dBm P1dB的PA驱动器。如果需要2 dB插入损耗RF滤波器来抑制调制器的LO馈通和边带输出,则增益模块和PA驱动器必须提供总计21 dB的增益。本应用建议使用集成增益模块、数字控制衰减器和PA驱动器的ADL5243 VGA。
结论
本文介绍ADC解调器、IF VGA、混频器和模拟端口的ZIF和超外差接收器差分接口,以及TxDAC和FMOD之间的发送器差分接口,将ADI公司的器件用于信号链的有源部分。给出了为这些电路设计的应用滤波器的增益计算和仿真结果。
审核编辑:郭婷
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