创造性补偿使微型放大器能够驱动200mW负载

许多应用都需要一个放大器，该放大器为负载提供适量的功率，同时保持良好的直流精度，负载的大小决定了所需的电路类型。精密运算放大器可以驱动要求小于50 mW的负载，并且可以构建具有精密运算放大器输入级和分立功率晶体管输出级的复合放大器来驱动需要瓦特的负载。但是，在功率范围的中间不存在好的解决方案。要么运算放大器无法驱动负载，要么电路变得庞大、复杂且昂贵。

最近，惠斯通电桥驱动器的设计中出现了这种困境。激励电压直接影响失调和量程，因此需要直流精度。在这种情况下，应用可以容忍源电压和电桥之间的误差小于1 mV。采用7 V至15 V电源供电时，电路必须以100 mV至5 V的单位增益驱动电桥。

为了使问题进一步复杂化，可以使用各种不同的电桥电阻。例如，应变计的标准阻抗为 120 Ω 或 350 Ω。采用 120 Ω 电桥时，放大器必须提供 42 mA 电流以维持 5 V 电桥驱动。此外，电路必须能够驱动高达10 nF的电压。这既考虑了电缆和桥式去耦电容器。

放大器选择

设计该电路的第一步是选择能够驱动负载的放大器。在所需的负载电流下，其压差（VOH）必须小于电路的可用裕量。对于此设计，最小电源为7 V，最大输出为5 V，提供250 mV裕量，可用裕量（VDD – VOUT）为1.75 V。所需的负载电流为 42 mA。

ADA4661-2精密、双通道运算放大器具有轨到轨输入和输出。其大输出级能够驱动大量电流。数据手册规定，当提供40 mA电流时，压差为900 mV，因此应轻松满足1.75 V裕量要求。

虽然压差限制了低压电源的电路工作，但功耗将限制高压电源的操作。可以计算芯片温升以确定最大安全工作温度。MSOP封装简化了原型设计，但LFCSP封装具有更好的热性能，因此应尽可能使用它。热阻（θ贾）对于MSOP为142°C/W，对于LFCSP为83.5°C/W。最大管芯温升的计算方法是将热阻乘以最大功耗。采用 15V 电源和 5V 输出时，裕量为 10 V。最大电流为 42mA，功耗为 420mW。由此产生的管芯温升（MSOP为60°C，LFCSP为35°C）将MSOP的最高环境温度限制为65°C或LFCSP为90°C。

芯片和封装组合的热性能对于保持精确的电桥激励电压也至关重要。遗憾的是，当驱动大输出电流时，一些运算放大器的性能会严重下降。输出级的功耗会导致芯片两端出现较大的热梯度，使匹配的晶体管和微调电路不平衡。ADA4661-2设计用于驱动高功率，同时抑制这些热梯度。

反馈环路稳定

满足负载电容规格非常棘手，因为大多数运算放大器在没有外部补偿的情况下无法驱动10 nF。驱动大容性负载的一种经典技术是使用多反馈拓扑，如图1所示，其中隔离电阻R。.ISO屏蔽放大器输出与负载电容C的连接负荷.通过反馈输出信号 V 来保持直流精度外通过反馈电阻RF。通过电容C反馈放大器输出来保持环路稳定性F.

为了使该电路有效，R.ISO必须足够大，以使总负载阻抗在放大器的单位增益频率下看起来是纯阻性的。这很困难，因为该电阻两端的IR压降。R 的最大大小.ISO可以通过在最坏情况下分配剩余电压裕量来确定。具有 5V 输出的 6.75V 电源可实现 1.75V 的总压差。放大器其中900 mV，电阻两端剩余850 mV压降。这限制了 R 的最大值.ISO到 20 Ω。2 nF负载电容将极点置于4 MHz，这是该放大器的单位增益交越频率。显然，多重反馈将不符合要求。

图1.多重反馈技术。

稳定重负载缓冲区的另一种技术是使用混合单位跟随器拓扑，如图 2 所示。这种方法不是试图移动负载电容极点，而是通过降低反馈因子迫使反馈环路以较低的频率进行交越。通过在相移由于负载极点而变得过大之前强制环路交越来实现稳定性。

反馈因子是噪声增益的倒数，因此可以得出结论，这种方法放弃了单位增益信号路径。如果这是传统的反相或同相配置，则情况确实如此，但仔细检查原理图会发现两个输入都是驱动的。考虑该电路的一种简单方法是将反相增益–R叠加F/RS同相增益为 （1 + RF/RS).结果是电路工作在信号增益为+1，噪声增益为（RS+ RF）/RS.对反馈因子和信号增益的独立控制使该电路能够以牺牲电路带宽为代价稳定任何尺寸的负载。

然而，混合单位跟随电路有几个缺点。第一个问题是所有频率的噪声增益都很高，因此直流误差如失调电压 乘以噪声增益。这使得实现直流规格极具挑战性。第二个缺点需要对放大器的内部操作有一定的了解。该放大器采用三级架构，具有嵌套米勒补偿功能。输出级有自己的固定内部反馈。这使得外部反馈环路稳定，而输出级反馈环路不稳定。

图2.混合统一跟随器拓扑。

通过结合两个电路的工作原理，可以克服这两个问题，如图3所示。多反馈将低频和高频反馈路径分开，增加了足够的容性负载隔离，以最大限度地减少输出级稳定性问题。低频反馈由电桥电压通过反馈电阻RF驱动。高频反馈由放大器输出通过反馈电容CF驱动。

该电路的行为也类似于高频下的混合单位跟随器。由电容器阻抗决定的高频噪声增益等于（CS+ CF）/CF.该噪声增益允许反馈环路以足够低的频率进行交越，其稳定性不会因负载电容而降低。由于低频噪声增益是单位的，因此保持了电路的直流精度。

图3.桥式驱动器原理图。

保持直流精度需要仔细注意信号路由，因为涉及大电流。只需 7 mΩ 即可从 42mA 最大负载电流产生 300μV 压降;该误差与放大器的失调电压一样大。

解决这个问题的一种实用方法是4线开尔文连接，它使用两个载流连接（通常称为“力”）来驱动负载电流和两个电压测量连接（通常称为“检测”）。检测连接必须尽可能靠近负载，以防止任何负载电流流入其中。

对于桥式驱动器电路，检测连接应直接在电桥的顶部和底部进行。力线和检测线之间不应共享任何PCB走线或电缆。The GND意义连接应路由回电压源 V在.例如，如果刺激是DAC，则GND意义应该连接到参考文献接地的发援会。The GND力电桥的连接应有其自己的专用走线，一直追溯到电源，因为允许电桥电流流过接地层会产生不希望的压降。

误差预算

该电路的直流误差预算（如表1所示）主要由放大器的失调电压和失调电压漂移决定。它假设操作条件处于最坏情况范围。总误差以舒适的裕量满足1 mV要求。

表 1.误差预算

参数	条件	计算	错误
失调电压	0 V < V厘米< 5 V 6.75 V < V DD< 15 V		300 μV
失调电压漂移	0 V < V厘米< 5 V 6.75 V < V DD< 15 V –40°C < T < +70°C	300 μV/°C × 110°C	341 μV
功耗	VDD= 15 V 0 V < V 厘米< 5 V	等式 1	168 μV
增益误差	0 V < V厘米< 5 V –40°C < T < +125°C	5 V × 1/（105 dB + 1）	27 μV
电源抑制	6.75 V < VDD< 15 V	8.25 V/120 dB	8 μV
总误差			844 μV

表中的第三个项是功耗误差。放大器耗散的功率会增加芯片温度，这导致失调电压偏离无负载电流时的环境温度。最差情况误差是用最高电源电压、最高输出电压和最小阻性负载计算得出的，如公式1所示。请注意，放大器两端的最差情况压降略微减小了R.ISO电阻器。

直流测量结果

误差电压是输入电压之差，V在，和负载电压，V外.图4显示了原型电路的误差电压与负载电压的关系。桥式驱动器电路中最大的误差源是失调电压和失调电压漂移。由于放大器的功耗，额外的误差取决于电桥电压。电源电压对功耗的影响可以通过不同的颜色曲线看到。黑色曲线以最小电源电压（7 V）耗散最小功率（50 mW）。管芯温升仅为7°C，因此该曲线表示该器件的室温失调电压与共模电压行为的关系。

图4.误差电压与输出电压的关系

红色（10 V）和蓝色（15 V）曲线分别表示最大功耗为175 mW和385 mW的性能。随着输出电压的增加，额外的功耗导致芯片温度升高25°C至55°C，从而导致失调电压漂移。这种额外热误差的形状将是抛物线式的，因为最大功率耗散发生在V外是 V 的二分之一DD.

电源对失调电压的强烈依赖性表明应考虑该电路的电源抑制。图5显示了在输出电压固定时扫描电源电压时的误差电压。黑色曲线表示轻负载外壳，主要由放大器的电源抑制（PSR）决定。对于该器件，10 μV变化代表118 dB PSR。红色和蓝色曲线显示了输出由于负载了 350 Ω 和 120 Ω的典型电桥电阻而耗散额外功率时的结果。红色和蓝色曲线的有效PSR分别为110 dB和103 dB。

图5.误差电压与电源电压的关系

该电路的性能显然取决于失调漂移与温度的关系。到目前为止，TCV操作系统规范已用于温度相关误差的所有计算。这一假设必须合理，因为放大器功耗导致的芯片温度升高与环境温度变化不同。前者会在芯片表面产生较大的热梯度，这会破坏放大器的敏感平衡。这些梯度可能导致失调电压漂移明显低于数据手册规格。ADA4661-2经过专门设计，可在不降低失调漂移性能的情况下消耗大量功耗。

图6显示了测得的失调漂移随温度的关系。在低电源电压和高电阻负载（–1.2 μV/°C）的黑色曲线中复制了指定的性能。红色曲线显示了 120 Ω桥荷载的结果。需要注意的重要一点是曲线的形状不会改变;它只是通过芯片温升（6.4°C）向左移动。蓝色曲线显示电源增加到15 V时的结果，这是可以测量电路最大功耗的条件。同样，曲线的形状不会改变，由于芯片温度上升55°C而向左移动。内部功耗已知（385 mW），因此实际热阻（θ贾） 的系统可以计算 （143°C/W）。考虑工作环境温度范围非常重要。最高管芯温度不应超过125°C;这意味着最坏情况下负载的最高环境温度为70°C。

图6.误差电压与环境温度的关系

瞬态测量结果

电路的阶跃响应是评估环路稳定性的简单方法。图7显示了高电阻电桥容性负载范围内测得的阶跃响应;图8显示了低电阻电桥的相同测量结果。由于反馈网络中的极点零双峰，该电路在阶跃响应中具有特性过冲。这种双峰响应是基本的，因为电路的反馈因数从低频时的单位下降到高频时的0.13。由于零点的频率高于极点，因此即使相位裕量足够，阶跃响应也总是会过冲。此外，双峰在电路中具有最长的时间常数，因此它往往主导建立时间。在高电阻负载和1 nF容性负载下，最差情况下的稳定性和输出级振铃可见。

图7.卸载的阶跃响应。

图8.加载的阶跃响应。

结论

本文介绍的负载驱动器电路可以对低至120 Ω的阻性负载施加5 V电压，总误差小于1 mV，并稳定驱动高达10 nF的总电容。该电路满足其额定性能，同时采用7 V至15 V宽电源供电，功耗近400 mW。基本电路可通过使用 ±7V 电源为放大器供电来扩展以驱动正负负载。所有这些功能都是通过一个微型 3mm × 3mm 放大器和四个无源元件实现的。

审核编辑：郭婷