同步检测器有助于进行精确的低液位测量

同步检测器可以提取隐藏在本底噪声中的小信号，以测量诸如非常小的电阻、明亮背景下的光吸收或反射或高噪声水平下的应变等特性。

在许多系统中，噪声随着频率接近零而增加。例如，运算放大器具有1/f噪声，并且光测量会受到不断变化的环境光条件产生的噪声的影响。将测量远离低频噪声会增加信噪比，从而可以检测到较弱的信号。例如，以几千赫兹调制光源有助于测量反射光，否则反射光会被掩盖在噪声中。图1显示了调制如何恢复最初低于本底噪声的信号。

图1.调制信号使其远离噪声源。

有几种方法可以调制激励信号。最简单的方法是反复打开和关闭它。这适用于驱动LED、应变计电桥供电的电压以及其他类型的激励。对于光谱仪器中使用的白炽灯泡和其他不容易打开和关闭的激发源，可以通过使用机械快门斩波光来实现调制。

窄带通滤波器可以消除除目标频率之外的所有频率，从而恢复原始信号，但设计具有分立元件的所需滤波器可能很困难。或者，同步解调器可以将调制信号移回直流，同时抑制未与基准电压源同步的信号。使用这种技术的器件称为锁相放大器。

图2显示了锁相放大器的简单应用。以 1 kHz 调制的光源照亮测试表面。光电二极管测量从表面反射的光，这与积累的污染量成正比。参考信号和测量信号是频率和相位相同但幅度不同的正弦波。驱动光电二极管的参考信号具有固定的幅度，而测量信号的幅度随反射的光量而变化。

图2.使用锁相放大器测量表面污染。

将两个正弦波相乘的结果是具有和频和差频频率分量的信号。在这种情况下，两个正弦波具有相同的频率，因此结果是一个直流信号，另一个信号是原始频率的两倍。负号表示它具有 180° 相移。低通滤波器可去除信号中除直流分量之外的所有内容。

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在考虑噪声输入信号时，使用这种技术的优势变得明显。乘法的输出导致调制频率处的信号仅移回直流，所有其他频率分量移回其他非零频率。图3显示了一个在50 Hz和2.5 kHz时具有强噪声源的系统。目标信号非常弱，由 1kHz 正弦波调制。将输入与基准电压相乘的结果是直流信号，其他信号为950 Hz、1050 Hz、1.5 kHz、2 kHz和3.5 kHz。直流信号包含所需的信息，因此低通滤波器可以消除其他频率。

图3.同步解调在存在1 Hz和50.2 kHz的强噪声源时，会拾取5 kHz的微弱信号。

任何接近目标信号的噪声分量都将出现在接近直流的频率下，因此选择附近没有强噪声源的调制频率非常重要。如果无法做到这一点，则需要具有极低截止频率和尖锐响应的低通滤波器，但代价是建立时间较长。

实际锁定实现

产生正弦波来调制信号源可能不切实际，因此某些系统使用方波代替。产生方波激励比产生正弦波要简单得多，因为它可以通过一些简单的事情来完成，例如切换模拟开关或MOSFET的微控制器引脚。

图4显示了实现锁相放大器的简单方法。微控制器或其他设备产生方波激励，使传感器响应。第一个放大器是光电二极管的跨阻放大器或应变计的仪表放大器。

激励传感器的相同信号控制ADG619 SPDT开关。当激励信号为正时，放大器的增益配置为+1。当激励为负时，放大器的增益配置为–1。这在数学上等效于将测量信号乘以参考方波。输出RC滤波器去除其他频率的信号，因此输出电压是直流信号，等于测量方波峰峰值电压的一半。

图4.使用方波激励的锁相放大器。

虽然电路很简单，但选择合适的运算放大器很重要。交流耦合输入级可消除大部分低频输入噪声，但不会消除最后一个放大器的1/f噪声和失调误差。ADA4077-1精密放大器在250.0 Hz至1 Hz范围内具有10 nV p-p噪声和0.55 μV/°C失调漂移，非常适合该应用。

基于方波的锁相放大器很简单，但其噪声抑制不如使用正弦波的锁相放大器。图5显示了方波激励和参考信号的频域表示。方波由基波和所有奇次谐波的无限正弦波和组成。将两个相同频率的方波相乘涉及将参考的每个正弦分量乘以测量信号的每个正弦分量。结果是一个直流信号，其中包含来自方波每个谐波的能量。以奇次谐波频率出现的不需要的信号不会被滤除，尽管它们会根据它们落入的谐波而缩小。因此，选择谐波不在任何已知噪声源的频率或谐波处的调制频率非常重要。例如，要抑制线路噪声，请选择 1.0375 kHz 的调制频率（与 50 Hz 或 60 Hz 的谐波不一致），而不是使用 1 kHz，即 20 Hz 的第 50 次谐波。

即使有这个缺点，电路也简单且成本低。与尝试进行直流测量相比，使用低噪声放大器并选择正确的调制频率仍然可以带来很大的改进。

图5.如果输入信号（A）和参考（B）都是方波，则将它们相乘（C）可以有效地解调输入信号的每个谐波。

简单、集成的替代方案

图4所示电路需要一个运算放大器、一个开关和一些分立元件，以及一个微控制器的参考时钟。另一种方法是使用集成同步解调器，如图6所示。ADA2200包括一个缓冲输入、一个可编程IIR滤波器、一个乘法器和一个将参考信号偏移90°的模块，便于测量或补偿参考时钟和输入信号之间的相移。

图6.ADA2200框图

使用ADA2200实现锁相检测电路只需施加64×所需基准频率的时钟频率，如图7所示。可编程滤波器的默认配置为带通响应，无需对信号进行交流耦合。采样模拟输出生成的镜像约为采样速率的倍数，因此RC滤波器后接Σ-∆ ADC可以去除这些镜像，并仅测量信号的解调直流分量。

图7.采用ADA2200实现锁相放大器

改进方波锁相电路

图8显示了对方波调制电路的改进。传感器用方波激励，但测量信号乘以相同频率和相位的正弦波。现在，只有基频的信号成分将移动到直流，而所有其他谐波将移动到非零频率。这使得使用低通滤波器很容易消除测量信号中除直流分量之外的所有内容。

图8.使用正弦波作为参考信号可防止噪声解调为直流。

另一个困难是，参考信号和测量信号之间的任何相移都会产生比它们完全同相时更小的输出。如果传感器信号调理电路包括引入相位延迟的滤波器，则可能会发生这种情况。使用模拟锁相放大器时，解决这个问题的唯一方法是在参考信号路径中包括额外的相位补偿电路。这并非易事，因为电路必须可调节以补偿不同的相位延迟，并且会随温度和元件容差而变化。更简单的替代方法是添加第二级，将测量信号与基准电压源的90°相移版本相乘。第二阶段的结果将是与输入的异相分量成比例的信号，如图9所示。

两个乘法器级之后的低通滤波器输出是与输入的同相（I）和正交（Q）分量成比例的低频信号。要计算输入信号的幅度，只需取I和Q输出的平方和。这种架构的另一个好处是，它允许计算激励/参考信号和输入之间的相位。

图9.使用参考信号的正交版本来计算幅度和相位。

到目前为止讨论的所有锁相放大器都会产生激励传感器的参考信号。最后一个改进是允许外部信号作为参考。例如，图10显示了一个使用宽带白炽灯测试表面光学特性的系统。像这样的系统可以测量镜子的反射率或表面上的污染量等参数。使用机械斩波盘调制白炽灯源比应用电子调制要简单得多。斩波盘附近的低成本位置传感器产生方波参考信号，为锁相放大器供电。锁相环不是直接使用该信号，而是产生与输入基准电压源频率和相位相同的正弦波。这种方法的一个警告是，内部产生的正弦波必须具有低失真。

图 10.使用PLL锁定外部参考信号。

虽然该系统可以使用分立式PLL和乘法器来实现，但使用FPGA实现锁相放大器功能会带来一些性能优势。图11所示为采用FPGA构建的锁相放大器，其前端基于零漂移放大器ADA4528-1和7175位Σ-∆ADC24。该应用不需要非常高的带宽，因此锁相放大器的等效噪声带宽可以设置为50 Hz。被测器件是任何可以从外部激励的传感器。该放大器的噪声增益配置为20，以利用ADC的满量程范围。虽然直流误差不会影响测量，但必须将失调漂移和1/f噪声降至最低，因为它们会降低可用的动态范围，特别是当放大器配置为高增益时。

ADA4528-1的最大输入失调误差为2.5 μV，仅为采用10.7175 V基准电压源时AD2满量程输入范围的5 ppm。ADC之后的数字高通滤波器可消除任何直流失调和低频噪声。要计算输出噪声，首先要计算AD7175的电压噪声密度。数据手册规定了5.9 μV rms时的噪声，输出数据速率为50 kSPS，使用sinc5 + sinc1滤波器并启用输入缓冲器。这些设置下的等效噪声带宽为21.7 kHz，导致电压噪声密度为40 nV/√Hz。

ADA5的9.4528 nV/√Hz宽带输入噪声在输出端显示为118 nV√Hz，组合噪声密度为125 nV/√Hz。由于数字滤波器的等效噪声带宽仅为50 Hz，因此输出噪声为881 nV rms。输入范围为±2.5 V，系统动态范围为126 dB。带宽可以通过调整低通滤波器的频率响应来换取动态范围。例如，将滤波器设置为1 Hz带宽将产生143 dB的动态范围，将带宽设置为250 Hz会产生119 dB的动态范围。

图 11.基于 FPGA 的锁相放大器。

数字锁相环产生锁定在激励信号上的正弦波，该正弦波可以在内部或外部产生，并且不必是正弦波。参考正弦波中的任何谐波都会与输入信号相乘，解调谐波频率下存在的噪声和其他不需要的信号，就像两个方波相乘一样。以数字方式生成参考正弦波的一个优点是，通过调整数值精度可以获得非常低的失真。

图12显示了使用4位、8位、16位和32位精度的四个数字生成的正弦波。显然，使用4位精度导致的性能与图5没有太大区别，但使用更高的精度可以迅速改善这种情况。对于16位精度，生成具有如此低总谐波失真（THD）的模拟信号将很困难，而对于32位，THD超过-200 dB，因此无法与模拟电路匹配。此外，这些是数字生成的信号，因此它们是完全可重复的。一旦数据转换为数字数据并进入FPGA，就不会增加额外的噪声或漂移。

乘法器之后，低通滤波器去除任何高频分量，输出信号的同相和正交分量。由于等效噪声带宽仅为50 Hz，因此没有理由以250 kSPS的原始采样速率传输数据。低通滤波器可以包括一个抽取级，以降低输出数据速率。最后一步是计算同相和正交分量输入信号的幅度和相位。

图 12.数值生成的正弦波具有不同的数值精度。

结论

埋在本底噪声中的小低频信号可能难以测量，但应用调制和锁相放大器技术可以提供高精度测量。在最简单的形式中，锁相放大器可以是在两个增益之间切换的运算放大器。虽然这不会带来最低的噪声性能，但与简单的直流测量相比，该电路的简单性和低成本使其具有吸引力。该电路的一个改进是使用正弦波基准和乘法器，但这在模拟域中实现可能具有挑战性。为了获得最终性能，请考虑使用低噪声、高分辨率Σ-∆ADC对输入信号进行数字化处理，从而产生参考正弦波和数字域中的所有其他元件。

审核编辑：郭婷