作者:Gustavo Castro and Scott Hunt
仪表放大器(仪表放大器)可以调节传感器产生的电信号,使其数字化、存储或用于控制过程。信号通常很小,因此放大器可能需要以高增益工作。此外,信号可能位于较大的共模电压之上,也可能嵌入大量直流偏移中。精密仪表放大器可以提供高增益,选择性地放大两个输入电压之间的差值,同时抑制两个输入共有的信号。
惠斯通电桥是这种情况的典型例子,但生物传感器等原电池具有类似的特征。电桥输出信号是差分的,因此仪表放大器是高精度测量的首选器件。理想情况下,空载电桥输出为零,但只有当所有四个电阻完全相等时,情况才如此。考虑使用分立电阻构建的电桥,如图1所示。最坏情况下的差分偏移,V操作系统是
(1) |
其中 V前任是电桥激励电压,TOL是电阻容差(以百分比为单位)。
图1.惠斯通电桥偏移。
例如,每个元件的容差为0.1%,激励电压为5 V,差分失调可高达5 mV。如果需要400增益才能达到所需的电桥灵敏度,则放大器输出端的失调变为±2 V。假设放大器由相同的电源供电,并且其输出可以轨到轨摆幅,则仅电桥偏移就可能消耗80%以上的输出摆幅。随着行业趋向于更小的电源电压,这个问题只会变得更糟。
传统的3运放仪表放大器架构(如图2所示)具有差分增益级,后接一个减法器,用于消除共模电压。增益施加在第一级,因此失调被放大与目标信号相同的因子。因此,移除它的唯一方法是在参考(REF)端子上施加相反的电压。这种方法的主要限制是,如果放大器的第一级已经饱和,则调整REF上的电压无法校正失调。绕过此限制的几种方法包括:
根据具体情况使用外部电阻器分流电桥,但这对于自动化生产是不切实际的,并且不允许在出厂后进行调整
降低第一级增益,通过调整REF上的电压来消除失调,并增加第二个放大器电路以实现所需的增益
降低第一级增益,使用高分辨率ADC对输出进行数字化处理,并消除软件中的失调
最后两个选项还需要考虑与原始失调值的最坏情况偏差,从而进一步降低第一级的最大增益。这些解决方案并不理想,因为它们需要额外的功耗、电路板空间或成本才能获得获得高CMRR和低噪声所需的高第一级增益。此外,交流耦合不是测量直流或非常慢移动信号的选项。
图2.3运放仪表放大器拓扑
AD8237和AD8420等间接电流反馈(ICF)仪表放大器可以在失调放大之前消除失调。图3显示了ICF拓扑的原理图。
图3.间接电流反馈仪表放大器拓扑。
该仪表放大器的传递函数与经典3运放拓扑的传递函数形式相同,由下式给出
(2) |
因为当输入之间的电压等于反馈(FB)和基准(REF)端子之间的电压时,放大器的反馈得到满足,我们可以将其重写为
(3) |
这表明,在反馈和参考端子上引入与失调相等的电压,即使在输入失调较大的情况下,也可以将输出调整为零伏。如图4所示,这种调整可以通过电阻R向反馈节点注入小电流来实现一个来自低成本DAC等简单电压源或来自嵌入式微控制器的滤波PWM信号。
图4.具有失调消除功能的高增益桥电路。
设计程序
由公式(3)可知,R的比值1和 R2按如下方式设置增益:
(4) |
设计人员必须确定电阻值。较大的值可降低功耗和输出负载;较小的值限制了FB处的输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R 的并联组合1和 R2大于约30 kΩ时,电阻开始产生噪声。表 1 显示了一些建议值。
表 1.针对各种增益的建议电阻(1%电阻)
R1(千分电阻) | R2(千分电阻) | 获得 |
没有 | 短 | 1 |
49.9 | 49.9 | 2 |
20 | 80.6 | 5.03 |
10 | 90.9 | 10.09 |
5 | 95.3 | 20.06 |
2 | 97.6 | 49.8 |
1 | 100 | 101 |
1 | 200 | 201 |
1 | 499 | 500 |
1 | 1000 | 1001 |
简化查找 R 值的过程一个,假设采用双电源供电,REF 端子接地,已知双极性调节电压 V一个.在这种情况下,输出电压由下式给出
(5) |
请注意,来自 V 的增益一个输出是反相的。V 的增加一个将输出电压降低电阻R之比给出的分数2和 R一个.该比率允许针对给定输入偏移最大化调整范围。由于调整范围在增益之前参考放大器的输入端,因此即使使用低分辨率源也可以实现微调步进。由于 R一个通常比 R 大得多1,我们可以将等式 (5) 近似为
(6) |
查找 R 的值一个这将允许最大偏移调整,V在(最大),具有给定的调整电压范围,VA(最大),设置 V外= 0 并求解 R一个给
(7) |
其中 V在(最大)是传感器预期的最大偏移量。公式(5)还表明,插入调整电路会改变从输入到输出的增益。尽管这通常会产生很小的影响,但增益可以重新计算为
(8) |
通常,对于单电源桥式调理应用,基准端子上的电压应高于信号地。如果电桥输出可以摆动正负,则尤其如此。如果基准电压被驱动至电压,则V裁判,使用电阻分压器和缓冲器等低阻抗源,如图5所示,公式(5)变为
(9) |
如果 V外和 V一个是相对于 V 拍摄的裁判在原始方程中。VA(最大)– V裁判也应替换 VA(最大)在公式(7)中。
设计示例
考虑采用单电源桥式放大器,如图4所示,其中3.3 V用于激励电桥并为放大器供电。满量程电桥输出为±15 mV,失调范围为±25 mV。为了获得所需的灵敏度,放大器增益需要为100,ADC的输入范围为0 V至3.3 V。由于电桥的输出可以是正输出或负输出,因此输出以中间电源电压或1.65 V为基准电压。 只需施加100的增益,仅失调就会迫使放大器输出在–0.85 V至+4.15 V之间,超过供电轨。
这个问题可以通过图5所示的电路来解决。桥式放大器A1是一款ICF仪表放大器,如AD8237。放大器 A2,带 R4和 R5,设置 A 的零电平输出1在中期供应。AD5601 8位DAC调整输出,使通过R的电桥失调为零一个.放大器的输出然后由微功耗7091位ADCAD12数字化。
图5.失调消除电路针对单电源供电进行了修改。
从表 1 中,我们发现 R1和 R2增益为1时需要为100 kΩ和101 kΩ。该电路包括一个DAC,可在0 V至3.3 V摆幅,或围绕1.65 V基准电压摆幅±1.65 V。计算 R 的值一个我们使用等式(6)。与 VA(最大)= 1.65 V 和 V在(最大)= 0.025 V, R一个= 65.347 kΩ。电阻容差为1%时,最接近的可用值为64.9 kΩ。然而,这不会给源极精度和温度变化引起的误差留下余地,因此我们选择一种低成本、通常库存的49.9 kΩ电阻。代价是调整分辨率降低,这会导致调整后偏移略大。
根据公式(7),标称增益值可以计算为103。如果设计人员想要获得更接近目标100的增益值,最简单的方法是减小R的值2大约3%至97.6 kΩ,对R的值影响很小一个.在新条件下,标称增益为100.6。
由于DAC可以摆幅±1.65 V,因此总失调调整范围由R形成的分压器给出一个和 R 的并行组合1和 R2,可以按如下方式计算:
(10) |
在 ±32mV 最大电桥失调上进行 ±1.25mV 的调整可提供额外的 28% 调整裕量。对于8位DAC,调整的步长为:
(11) |
调整分辨率为250 μV时,输出端的最大残余失调为12.5 mV。
R 的值3和 C1可根据ADC数据手册中建议的值或基准电压源2确定。对于7091 MSPS的AD1采样,这些值为51 Ω和4.7 nF。以较低速率采样时,可以使用较大的电阻和电容组合,以进一步降低噪声和混叠效应。
该电路的另一个优点是,可以在生产或安装时进行电桥偏移调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响,则可以重新调整电路。
AD8237具有真正的轨到轨输入,因此最适合采用极低电源电压的桥式应用。对于需要更高电源电压的传统工业应用,AD8420是一个不错的选择。这款 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源电压工作,消耗的电流减少 60%。
表2比较了两个仪表放大器。在可用的情况下使用了最小和最大规格。有关更详细和最新的信息,请参阅产品数据表。
表 2.AD8237和AD8420的比较
规范 | AD8237 | AD8420 |
科技 |
首席营销系统 (零漂移) |
双 |
静态电源电流 | 130 微安 | 80 微安 |
电源电压范围 | 1.8 V 至 5.5 V | 2.7 V 至 36 V |
输入电压范围 |
–VS– 0.3 V 至 +VS+ 0.3 V |
–VS– 0.15 V 至 +VS– 2.2 V |
差分输入电压限制 | ±(VS– 1.2) V | ±1 V |
轨到轨输出 | 是的 | 是的 |
共模抑制比(G = 100,直流至 60 Hz) | 114 千兆字节 | 100 千兆字节 |
失调电压 | 75 μV | 125 μV |
失调电压漂移 | 0.3 μV/°C | 1 μV/°C |
电压噪声频谱密度 | 68 nV/√赫兹 | 55 nV/√赫兹 |
增益误差 (G = 100) | 0.005% | 0.1% |
增益漂移 | 0.5 ppm/ °C | 10 ppm/ °C |
带宽,–3 dB (G = 100) | 高压功率模式下为 10 kHz | 2.5千赫 |
包 | MSOP-8 | MSOP-8 |
审核编辑:郭婷
-
传感器
+关注
关注
2545文章
50414浏览量
750799 -
adc
+关注
关注
97文章
6386浏览量
543681 -
仪表放大器
+关注
关注
17文章
405浏览量
71112
发布评论请先 登录
相关推荐
评论