双极性、双向DC-DC电源供应和吸收电流输入范围为5V至24V

大多数电子系统依赖于正或负的电源电压轨，但少数应用需要可以同时使用单独的电源轨。在这些情况下，正电源或负电源由同一端子提供，也就是说，电源的输出电压可以在整个电压范围内调节，在极性之间平滑过渡。例如，除了传统的电压源外，一些汽车和音频应用还需要能够用作负载和来自输出端子的灌电流的电源。汽车系统中的再生制动就是一个例子。记录了单端子、双极性电源，但可以在输入电压降（如冷启动条件）下工作，同时继续提供双向功能的解决方案却没有。本文介绍了一种不受输入电压变化影响的解决方案，同时产生电源并实现反向电流，即从输出到输入的反向电流。

双极性、双向电源电路

图 1 显示了一个 2 级电源，它以 4 象限控制器（第 2 级）U1 为中心。该四象限转换器由中间总线转换器VINTER（第1级）供电，提供最小-最大范围为12 V至24 V（标称值为12 V至16 V）的输出电压，与标准汽车电池轨的标称电压范围相匹配。完整的两级转换器的输出电压为±10 V，为负载提供3 A电流。输出电压由控制器U1的CTRL引脚上的电压源控制信号控制。

图1.双极、双向、2端子电源电气原理图：V在= 5 V 至 24 V， V外= 10 A 时为 ±3 V。

低通滤波器CF/ 1F减轻控制电压的急剧变化。动力传动系包括两个 MOSFET、N 沟道 QN1 和 P 沟道 QP1;两个分立电感器，L1 和 L2;和输出滤波器。选择两个分立电感器而不是单个耦合电感器，扩大了合适磁性元件的范围，并允许使用先前批准和测试的扼流圈。由于输出的双极性特性，输出滤波器完全由陶瓷电容器组成。

全两级转换器的输入电压范围为2 V至5 V，可满足汽车电子设备中的冷启动压降和工业应用中的掉电。升压转换器（第24级）基于控制器U1，每当转换器使能时，将中间总线的电压保持在2 V或更高。升压转换器的动力传动系包括电感L12和MOSFET Q3和Q1。2级配置允许下游2象限转换器正常运行，在所有工作条件下向负载提供±4 V电压。

当双极性电源源出电流时如何工作

图2中的示波图显示了图1的电路。当输入电压施加在VIN上时，如果输入低于此电平，升压转换器将其输出VINTER调节至12 V。如果VIN超过标称12 V汽车电源轨的12 V典型值，则升压转换器进入直通™模式或导线模式。在这种模式下，顶部MOSFET Q1在100%占空比下得到增强，始终导通工作，因此不会发生开关——施加到4象限转换器的电压VINTER在等于VIN的水平上保持相对稳定。

图2.显示 V 的波形在从 14 V 降至 5 V。在= 5 V/格， V外= 5 V/格，升压SW = 10 V/格，时间刻度为200 μs/格。

与典型的两级器件（即升压转换器后跟降压/反相）相比，这种方法大大提高了系统效率。这是因为在直通模式下，系统将花费大部分时间，效率可能接近100%，基本上将电源系统转变为单级转换器。如果输入电压降至12 V电平以下（例如，在冷启动事件期间），则升压转换器将恢复开关，将VINTER调节至12 V。这种方法允许四象限转换器提供±10 V，即使面临输入电压急剧下降。

当控制电压达到最大值（在本例中为1.048 V）时，转换器输出为+10 V。如果控制电压处于最小值（100 mV），则转换器输出为–10 V。 控制电压与输出电压的关系如图3所示，其中控制电压为60 Hz正弦信号频率，峰峰值幅度为0.9048 V。由此产生的转换器输出是相应的60 Hz正弦波，峰峰值幅度为20 V。输出可在–10 V至+10 V范围内平滑变化。

图3.正弦波输出波形与正弦控制信号的函数关系。V按= 0.5 V/格，V外= 5 V/格，时间刻度为 5 ms/格。

在这种工作模式下，四象限转换器调节输出电压。输出电压由U4通过电阻R检测FB在其 FB 引脚上。将该引脚上的电压与控制电压进行比较，并根据该比较调整转换器的占空比（即QN1上的栅极信号），以保持输出电压处于调节状态。如果 V国米、控制或 V外变化时，对占空比进行调制以相应地调节输出。MOSFET QP1 开关与 QN1 同步进行同步整流，以进一步最大限度地提高效率，如图 4 所示。

图4.效率与负载电流的关系。

当双极性电源成为负载时如何工作：它吸收电流

该 2 级稳压器可用作电流源或吸电流。在吸电流模式下，电流和功率与输出反向流动，V外，到输入，V在.这对于汽车电子和某些音频系统非常重要。为了在描述此模式时确定措辞，V外现在将称为输入和 V在现在将称为输出。此外，本文仅考虑 V国米总线电压等于或大于最小 12 V。

在反向电流期间，4象限转换器调节从V流出的输出电流外到 V在;转换器在此模式下不调节电压。对于本解决方案，四象限控制器将输出电流检测为检测电阻两端的压降（图4中的RS2），并调节其占空比，以将该压降保持在设定值1 mV。

当 4 象限转换器在 V 上产生电压时国米超过指定最小值的总线，升压转换器进入直通模式，顶部MOSFET Q1始终导通，并将输出电流的预设值提供给V在（负载）端子具有尽可能小的损耗。

这种操作模式经过台式验证和测试。为此，V外图1中的电路连接到设置为12.5 V的实验室电源和V在至电子负载，通过转换器的电流设置为 4.5 A。四象限转换器的热图像如图4所示。

图5.负载（反向电流）模式下四象限转换器动力传动系的热图像。4.4 A 电流从 V 流出外端子到 V在从 12.5 V 源电压外.

图6显示了转换器本身的照片，由ADI公司的两个演示电路焊接在一起：即现成的DC2846A升压转换器演示电路和DC2240A四象限转换器演示电路。

图6.ADI公司两块现成的演示板焊接在一起产生的测试夹具照片。左边是LTC7804 （DC2846A）。右侧是 LT8714 （DC2240A）。

组件选择和动力传动系计算

为此应用选择的两个控制器是由于其相对专业的功能的高性能、高效率和易用性而选择的。线性的力量™LT8714 是一款易于使用的 4 象限控制器，具有高效率同步整流功能。LTC7804 同步升压型转换器包括一个内部充电泵，从而提供了一种高效、无开关、直通、100% 占空比的工作模式。

以下是对动力总成部件应力和初步部件选择的公式分析。有关功能的更深入理解和详细信息，请参阅这些器件的LTspice型号。®

动力传动系计算
	设置最小 VINTER 值

	4象限占空比

	平均 L1 电流 ŋ = 效率

	L1 中的峰值电流

	L2 中的峰值电流

QN1 和 QP1 电压应力

控制电路计算

	最小负 VOUT 的控制电压

	设置反馈电阻 RFB;选择最接近的标准值 RFB

最大正 VOUT 的控制电压

	提升占空比，适用于 VIN < VINTER
*Q1、Q2电压应力由最大值V定义国米或 V在.

数值示例

下面是一个数值示例，使用前面的公式应用于在 10 A 时产生 ±3 V、200 kHz 开关频率和 90% 效率的转换器：

VINTER = 12 V

D4Q = 0.647 V

基于 LT8714 数据手册中最大电流限值与占空比的关系图，VCSP= 57 mV 对于给定的 D4Q.

RS1 = 0.63 × VCSP/IOUT × (1 – D4Q) = 0.004 Ω

RS2 = (50 mV/1.5) × IOUT = 0.01 Ω

L1 is selected as 10 µH and L2 as 15 µH

IL1 = 6.1 A; IL2 = 4.3 A

VQ = 58 V (at maximum VIN of 24 V)

VCTRN = 0.1 V

VCTRP = 1.048 V

RFB = 147 kΩ

Q1、Q2电压应力为24 V

结论

本文介绍的转换器是用于双极性、双向电源的高性能解决方案。一些特定特性有助于提高整体解决方案的性能：同步整流可实现高效率，简单、专用的控制方案可轻松连接任何类型的主机处理器和外部控制电路。这种特殊的解决方案解决了输入电压不稳定的问题，包括快速瞬变，并保证了所有工作条件下稳定的输出电压。为该解决方案选择的器件最大限度地提高了效率和设计便利性。例如，LT8714 可轻松设计双极性、双向电源。LTC7804 可在汽车和工业环境中作为中间电源实现接近 100% 的效率操作。

审核编辑：郭婷