测量线性稳压器上的2nV/√Hz噪声和120dB电源抑制

Todd Owen和Amit Patel

安静、稳压良好的电源对于许多电路应用的最佳性能非常重要。压控振荡器 （VCO） 和精密压控晶体振荡器 （VCXO） 可以非常快速地响应其电源的微小变化。锁相环（PLL）需要稳定的电源，因为电源上的信号直接转换为输出中的相位噪声。RF放大器需要安静的电源，因为它们几乎没有能力抑制电源变化，稳压器变化将显示为不需要的边带并降低信噪比。低噪声放大器和模数转换器（ADC）没有无限的电源抑制，稳压器输出越干净，其性能就越高。这些只是需要线性稳压器提供安静电源轨的少数应用，但如何确保稳压器的性能如宣传的那样？

完全构建后，可以确定所使用的电源是否具有足够低的噪声，适合应用。测量振荡器相位噪声，并将其与使用已知良好的电源获得的结果进行比较，检查ADC以确保它们获得最大位数。这些是棘手且耗时的测量，最好确保噪声水平足够低以满足您的需求，而无需进行昂贵的试验。

除了噪声之外，还必须考虑线性稳压器的电源抑制能力。线性稳压器的抑制不良会导致开关稳压器残留物或其他不需要的信号通过，从而破坏为确保清洁电源所做的艰苦工作。如果电源抑制不良导致足够的信号通过淹没噪声水平，则来自稳压器的极低噪声毫无价值。

测量输出电压噪声

保持安静并不是什么新鲜事

噪音的主题以前已经提出过。凌力尔特公司应用笔记 83，“低噪声、低压差稳压器的性能验证”，于 2000 年 4 月发布，详细介绍了一种测量低至 <>μV 稳压器输出电压噪声的方法有效值充满信心。应用笔记中的放大器电路和滤波器在60Hz至10kHz带宽内提供了100dB的增益。这是确定噪声水平测量置信度的良好起点。LT3042 等新型线性稳压器现已投入生产，输出电压噪声水平低得多。

虽然在应用笔记83发布前后发布的稳压器系列工作电压约为20μV有效值10Hz 至 100kHz 频段内的噪声，LT3042 现在可提供低至 0.8μV 的噪声水平有效值跨同一频段。回顾应用笔记83中的电路，可以得到折合到输入端的0.5μV本底噪声。有效值，当测量低至 1μV 的噪声水平时，误差小于 4%有效值.输出噪声电平为 0.8μV有效值，这种本底噪声现在是不可接受的;稳压器本身的噪声水平仅略高于测量电路。这意味着近20%的误差，使得测量电路成为一个过于重要的因素，无法自信地测量信号。

测量小于 1μV有效值噪音不是一件小事。从10Hz到100kHz测量频段向后工作，这相当于3.16nV/√Hz的噪声频谱密度（假设是白噪声）。这相当于625Ω电阻的约翰逊噪声！在5%以内的这些电平测量噪声要求仪器仪表具有1nV/√Hz的输入参考噪声;测量1%以内的输入参考噪声为450pV/√Hz。

进行什么测量？

我们现在对仪器所需的本底噪声有了了解，但有一个问题是，什么频率范围是关键的，以及使用什么仪器来测量产生的噪声。为了测量噪声频谱密度，稳压器输出可以简单地通过低噪声增益级馈送1然后送入频谱分析仪，从测量中屏蔽不需要的频率。如果需要峰峰值或RMS噪声，则带停止。

在低噪声增益级上保证，以确保仅测量所需带宽内的信号。常用的宽带噪声测量频率范围为10Hz至100kHz。这包括音频频段，并确保通过RF传输的基带数据的最小边带。 锁相环和高精度仪器中使用的低噪声稳压器需要更高的频率测量（高达1MHz及以上），因此我们不应将自己限制在100kHz范围内。理想情况下，带阻是所需频率的绝对砖墙滤波器，但电路设计的现实使我们无法实现这一目标。选择高阶巴特沃兹滤波器是为了在目标频率范围内保持最大的平坦度，以及它们提供更好的砖墙近似的能力。滤波器的阶数由其等效噪声带宽（ENB）引入的误差决定：二阶低通巴特沃兹的ENB为1.11fH，误差太高。四阶滤波器将ENB降至1.026fH，误差水平约为 1.3%。高阶滤波器会增加不必要的复杂性和成本，同时实现最小的性能改进。四阶滤波器误差与折合到输入端的噪声引入的误差耦合，表明在5%以内的测量要求放大器的折合到输入端的噪声目标为最大误差不超过1%。

还必须考虑电路增益。如果增益过低，测量器件的噪声将相加，并且损坏的测量值与放大器的输入噪声相同。同时，仪器可能不够灵敏，无法提供可靠的结果。对于 RMS 噪声测量，HP3400A RMS 电压表的底部范围为 1mV，因此 60dB 是绝对最小增益。根据目前市售（可从二级市场获得）的频谱分析仪的本底噪声，决定80dB效果最好。

稳压器测量注意事项

噪声测量电路的框图如图1所示。初始直流阻塞之后是超低噪声增益级，以将输入放大 AV= 25。接下来是5Hz单阶高通到另一个增益模块，具有AV= 20。接下来是10Hz二阶Sallen-Key滤波器和A处的最后一级增益V= 20，使净增益达到10，000或80dB。接下来是三个可选输出之一，具体取决于所需的高端频率;提供1MHz限值、前面讨论的100kHz带阻，以及工作在所用增益级限值的宽带输出（–3dB频率在3MHz处测量）。每个输出后跟最后一个 5Hz 高通滤波器，以阻止任何残余直流。

图1.用于噪声测试的滤波器和增益部分。巴特沃兹部分为频率范围提供适当的响应。

实际电路如图2所示。此处，直流阻断显示为一个680μF电容，后跟一个499Ω电阻。所选的电容和电阻值是电路中的主要权衡之一。电阻的值必须足够低，以便下一级的基极电流不会引起明显的直流误差。但是，如果选择的值太低，滤波器中所需的电容就会变得非常大。低电阻值也可能使滤波器成为被测稳压器频率补偿的一部分，从而改变测量结果。电流值形成一个0.5Hz高通滤波器。

图2.图 1 的实现。低噪声晶体管差分对，级并联以降低噪声，同时提供增益。

第一增益级的架构至关重要。该级必须提供固定增益，同时以极低的折合输入噪声工作。基于已故的Jim Williams在AN124“用于低噪声基准电压源的775纳伏噪声测量”中所做的工作，选择了驱动运算放大器输入的差分晶体管对，以提供最佳带宽，同时仍提供低噪声。以大约80的增益工作差分对意味着晶体管的噪声占主导地位，运算放大器噪声不是重要因素。

超低噪声放大器第一级由两对并联的 THAT300 晶体管组成 （以降低折合到输入端的噪声），然后由一个配置为提供 1818 级总增益的 LT25 组成。THAT300晶体管在单个SO-14封装中提供四个器件，具有良好的匹配特性（典型值为500μV ∆V是）和典型的800pV/√Hz噪声。LT1818 被选用于高增益带宽产品。

输入对和放大器级并联可在不牺牲增益的情况下提高本底噪声。众所周知，放大器电路在并联时显示电压噪声下降，N级使噪声降低√N。晶体管对并联可将有效噪声降低回800pV/√Hz。然后，通过将四个全输入级并联在一起，进一步降低该噪声，以实现2倍至400pV/√Hz的降噪。随后增加的噪声源极少，使我们能够接近所需的450pV/√Hz，精度为1%。

在第一级之后，330μF电容和100Ω电阻为差分晶体管对和运算放大器固有的任何失调提供直流阻断。它们还提供5Hz高通滤波器，有助于创建所需的低频段阻。所有四个输入级相加为第二级，增益为20。由于此时输入已被放大，运算放大器噪声也是一个很小的因素。

10Hz二阶高通是一个简单的单位增益Sallen-Key滤波器;该滤波器的Q值增加用于帮助偏移单个5Hz高通级的频率响应，并为整个电路提供3Hz的10dB点。同样，该级的直流阻断可防止在前一级放大的任何失调受到额外增益的影响。未能在各个级之间阻断直流电可能会导致放大器驱动到电源轨并使测量无效。每级增益都穿插了一个滤波器，以防止直流通过，同时提供低端带阻。

最后一级是一个简单的反相放大器，具有可调增益，用于补偿元件值的变化。从这里，电路分成三个输出级。最高带宽直接来自跟随器，避免了低通滤波，在全增益下为噪声吞吐量提供最大3MHz带宽。第二路输出具有一个1MHz四阶巴特沃兹低通滤波器，最终输出具有一个100kHz四阶巴特沃兹低通滤波器。所有三级均使用一个5Hz的最终隔直RC滤波器。

组件选择很重要

为任何电路选择合适的元件都很重要，但当涉及到超低噪声测量时，它就变得更加重要。噪声放大器中最关键的点是输入级;一旦你超越了第一阶段，许多困难就会消失。必须仔细考虑直接在输入端用于直流阻断的RC滤波器。

电阻器不是一个有很多争论的地方;与薄膜电阻器相比，金属膜电阻器用于确保低 1/f 噪声。电容器是另一个必须审查的问题。在AN124中，使用昂贵的湿塞钽在手工选择低泄漏后提供低1/f噪声。当工作频率低至0.1Hz时，这些特性更为重要。由于宽带噪声具有10Hz低频段阻断，低成本电容器可提供可接受的性能。大型多层陶瓷电容器是一个糟糕的选择，因为它们本质上是压电的;任何机械振动都会向电路注入信号，该信号会迅速超过测量的噪声水平。此外，电压系数会导致转折频率根据稳压器输出电压而变化，这是一个不希望的特性。钽和铝电解电容器成本不高，不显示电压系数或机械灵敏度。考虑了更昂贵的电容器，如聚对苯二甲酸乙二醇酯薄膜，但可用性低、成本高和缺乏性能提升排除了它们。

即使有这些可能的选择，电容器也确实表现出必须考虑的噪声特性。大型多层陶瓷电容器具有低噪声工作特性，但由于其机械振动灵敏度已被排除在外。钽和铝电解电容器显示出更高的噪声水平（参见Sikula等人在参考文献中进一步阅读）。最终选择了标准钽电容器，因为它们成本合理，偏置电压特性良好，并且对物理振动缺乏响应。多个电容器并联以获得所需的额定电压和净电容，同时降低贡献的噪声。

出于类似的原因，第一级增益模块和第二级增益模块之间的阻塞/滤波也被选择为钽。尽管第一级的增益放大了噪声，但发现陶瓷产生的压电响应信号超出了所需水平。

几乎所有电容器都适用于最终的输出阻塞/滤波网络，因此选择陶瓷电容器。放大后的噪声相对于电容器的压电响应来说已经足够大了，而没有直流偏移意味着电容器接近其预期值。用于补偿第一增益级的电容器以及巴特沃兹滤波器中使用的电容器是C0G、NPO或聚对苯二甲酸乙二醇酯，因为这些电介质几乎没有压电效应或直流偏置偏移。

为电路本身供电是最后一个重要决定。选择碱性电池供电，为所有阶段提供最安静的电源，并防止设备中可能的接地回路破坏测量。必须记住，这里使用的所有电路都不具有无限的电源抑制能力，电源上的任何噪声都可能传导到输出端，并可能影响测量结果。在选择从任何基于线路的电源供电之前，请仔细考虑这一点。

实际电路限制

放大器具有不容忽视的实际局限性。给定电路提供的80dB增益，输入端的信号为100μVP-P将显示为 1VP-P在输出上。采用 ±4.5V 电源供电，要求输出信号的幅度小于 ±3.5V。因此，输入端的总幅度不能超过±350μV，或者无法保证信号保真度。预计高斯噪声的最差情况波峰因数为10，仅为70μV有效值最大值可通过该电路测量。

从这里开始，确保钽电容器正确偏置也很重要。对于输入阻断电容器，晶体管几乎在地电位下工作，因此正输出电压稳压器要求电容器的正极连接到稳压器输出。相反，当测量负输出电压时，电容器是反转的。对于第一级和第二级之间的直流阻断和滤波，电容器的负极应连接到第一级。晶体管的基极电流通过499Ω电阻将其基极拉得略微负，并且该略微负的电压在第一级通过25的增益进一步放大，需要此方向。

校准、验证和测量

电路构建完成后，需要验证增益以及折合到输入端的噪声。校准增益，60dB衰减2用于将来自函数发生器的信号降低到避免放大器输出逆电源轨运行的电平。带 100mVP-P在从函数发生器到衰减器的1kHz中频下，最终增益级的电位计被调节为1VP-P在输出端。在10Hz至1MHz范围内上下调整频率可指示增益在所需带宽范围内是平坦的。

增益和频率响应的验证由网络分析仪完成。参考信号通过60dB衰减器馈入放大器的输入端。三个独立的输出作为测试点连接，并跨频率进行扫描。图3显示了三个输出中每个输出的增益与频率的函数关系，突出了出色的平坦度和适当的转折频率。

图3.电路增益如图1所示。滤波器响应显示，在所需的转折频率下出现陡峭的滚降。

为了验证折合到输入端的噪声，将放大器的输入短路至地，并测量输出端的噪声。直接使用 RMS 电压表或示波器进行测量;使用频谱分析仪观察噪声频谱密度。测量的宽带输出噪声频谱密度（如图4所示）在1Hz时具有200/f的转折噪声，在5Hz至200MHz时具有1μV/√Hz的白噪声特性。将其除以80dB增益表示折合到输入端的噪声为500pV/√Hz，略高于目标值。即使使用1/f元件，计算结果也为0.15μV有效值在 10Hz 至 100kHz 带宽范围内，足够低，允许测量 1μV有效值在相同的带宽上充满信心。测量结果与示波器上测得的峰峰值噪声密切相关，如图5所示。

图4.输入短路时放大器的噪声频谱密度显示1/f分量。除以80dB电路增益可产生折合到输入端的噪声。

图5.输入短路时的峰峰值放大器噪声（100kHz范围）与噪声频谱密度相关。

测量仍然不是一项简单的任务

在设计和测试该电路的过程中出现了一些微妙的影响，展示了测量超低噪声水平的难度。将输入短路接地并将输出连接到示波器，可以揭示RMS电压表或频谱分析仪无法看到的许多内容。当使用陶瓷电容器作为输入滤波器和第二级滤波时，信号偏移很大，通过简单的手指敲击工作台展示了它们的压电特性。这就为改用固态钽电容器提供了理由。

同样明显的是，测量的噪声水平非常小，需要采取特别措施来确保可靠的结果。将放大器板放在较旧的示波器前面，可以显示一个常规的20kHz信号（可能是示波器内部的开关稳压器），其幅度大于折合到输入端的噪声。将其放置在台式万用表附近会产生较大的 60Hz 信号。图6显示了放大器放置在有源示波器前方几英寸处时的灵敏度。在这两种情况下，将电路板移离设备或改变电路板的方向都会改变信号的幅度，关闭设备会消除信号。铅笔末端的几圈电线连接到函数发生器，作为不同频率的小型天线运行。毫不奇怪，电路板的某些区域显示了与台式设备内部的电感器和变压器磁耦合的电路回路。为了帮助减少环路，进行了一些布局改进，但很明显需要外部屏蔽。

图6.输入短路且靠近示波器的信号突出显示了对磁场的敏感性。

屏蔽盒结构

图7和图8显示了用于容纳噪声放大器板的屏蔽盒的内部结构。放大器板与六个 D 电池碱性电池一起装在一个由 0.050 英寸厚的 Mu 金属制成的盒子内，以提供良好的低频磁场屏蔽。然后将其放置在由 1 盎司铜包层制成的盒子内 2/2 英寸，选择以提供对更高频率的良好屏蔽。这些最后放置在钢罐内 1/2 英寸（重新利用的饼干罐）3），这提供了一些对磁场的初始屏蔽。盒子之间的 1/2“ 气隙有助于衰减磁场。有关用于低频磁场屏蔽的材料的讨论，请参阅附录A，磁屏蔽材料。

图7.屏蔽盒结构使用Mu金属内部铜在钢锡内衰减磁场。

图8.屏蔽盒结构的细节。注意 只有输入同轴屏蔽连接到金属罐，以防止接地回路。

关于这个盒子的构造，有一些值得注意的事项。内部放大器板使用同轴电缆从电路板输出到输入和输出 BNC 连接器。但是，必须注意同轴电缆屏蔽的连接;只有输入屏蔽连接到电路板的接地层和最外层的钢罐。输入和输出 BNC 屏蔽层连接到钢罐，而同轴电缆屏蔽层连接到两侧的电路板接地。如果输出屏蔽连接也连接到钢罐，则会形成一个可以拾取杂散场的接地回路。屏蔽盒的每一层通过金属螺钉和支架与其外部的屏蔽盒电连接，放大器板由阻焊层隔离。它们在每个盒子之间提供连接，而无需在内部连接到放大器板的接地层并创建可能的环路。最后，钢罐本身得到了额外的关注：对罐子和盖子的内外边缘进行了打磨，以去除装饰性油漆和透明的保护层，以确保盖子和罐子之间的良好电接触。

值得注意的是，即使所有注意力都集中在屏蔽电路上，线路频率场也足够强，足以进入图4所示的噪声图。幸运的是，屏蔽足以最大限度地减少这些场产生的信号。即便如此，在进行测量时，人们应该充分意识到场与该电路相互作用的可能性。

测量稳压器输出噪声

一旦放大器经过检查和校准，就会进行实际的噪声测量。要精确测量线性稳压器输出噪声并获得忠实的结果，需要仔细注意 DUT 屏蔽、元件选择、布局和电缆管理。图9显示了用于测试线性稳压器的配置，突出显示了用于避免磁场侵入测量的结构和屏蔽。在任何给定时间，只需连接一台仪器，以防止接地回路损坏测量。

图9.噪声测量台设置。屏蔽盒装有噪声放大器，线性稳压器的低输出阻抗消除了屏蔽的必要性，但磁场仍然会影响输出。

选择电池电源为线性稳压器供电的原因与为放大器供电的原因相同;目标是测量线性稳压器的噪声，而不是表征电源抑制。稳压器不需要屏蔽，因为稳压器的低输出阻抗使其不易受到低频磁场的影响。从稳压器输出到噪声放大器的连接需要是短套管连接器，因为长柔性电缆会因摩擦电而引入误差4影响。

放大器输出直接馈入示波器以测量峰峰值噪声。如图 10 所示，LT3042 的峰峰值噪声为 4μVP-P.同一稳压器的频谱分析仪图（如图11所示）显示了不同SET引脚电容的噪声。10Hz至100kHz范围内的RMS噪声与SET引脚电容的函数关系如图12所示。

图 10.LT3042 噪声在 10Hz 至 100kHz 带宽内。有效值噪声测量值 0.8μV有效值.

图 11.噪声频谱密度图显示了增加SET引脚电容对LT3042的影响。

图 12.增加SET引脚电容可降低10Hz至100kHz带宽下的RMS噪声。

测量RMS噪声要求在选择仪器时更加挑剔。并非所有 RMS 电压表都是平等的，请查看 AN83 中的附录 C，了解和选择 RMS 电压表，“低噪声、低压差稳压器的性能验证”，了解有关 RMS 电压表类型及其性能的信息。本附录列出了许多不同的RMS电压表，并强调了一些电压表如何存在重大误差，从而导致测量结果比现实更乐观。

测量稳压器电源抑制

与噪音同样重要

线性稳压器的电源抑制与输出电压噪声同样重要。由于电源抑制性能差，即使是噪声最低的稳压器也会将信号传递到输出端，这可能会淹没来自稳压器的噪声。开关稳压器通常用作前置稳压器，以提供效率、噪声、瞬态响应和输出阻抗的最佳组合。

大多数最先进的开关稳压器的工作频率为100kHz至4MHz。即使使用最低的ESR电容器，定义开关稳压器的能量传输的脉冲特性也会在开关频率处产生输出电压纹波。这些信号会在噪声敏感型视频、通信和其他类型的电路中引起问题。101 年 2005 月发布的凌力尔特应用笔记 <>“最大限度地减少线性稳压器输出中的开关稳压器残留”中对此进行了阐述。

最近发布的线性稳压器有望实现80dB及以上的电源抑制。LT3042 在某些频率下接近 120dB 的电源抑制。为了测试这一点，输入必须保持在足够低的幅度，以确保测试稳压器的小信号响应，而不是大信号响应，尽管必须产生足够的信号才能在输出端具有可测量的信号。此外，叠加交流信号的输入直流电平不得将稳压器驱动到压差或其他不需要的操作区域。

驱动 DUT

在测试稳压器抑制时，必须做的第一件事是提供要抑制的信号。这比仅将频率发生器连接到设备更复杂;交流信号必须位于直流偏移之上，并且能够提供负载下所需的电流。

用于此目的的电路由Jim Williams开发，如图13所示。在该电路中，直流基准电压由A2产生，并与A1反相输入端的交流信号相加。A1 的输出驱动与镇流电阻并联的达林顿连接晶体管，以驱动高达 5A 的输出电流。

图 13.驱动器板将交流和直流电压相加，以在频率高达 10MHz 时提供几安培。

将此电路连接到DUT时，需要注意一个主要注意事项：不应使用稳压器的输入电容。第一个原因是该电路未针对驱动容性负载进行优化，并且可能会振荡。其次，该电路没有吸收电流的能力;必须存在负载才能对输入电容放电，尤其是在频率增加时。驱动 50mVP-P10μF 电容器两端的 1MHz 正弦信号需要超过 3A 的充电和放电电流，以防止信号失真。如果在光输出电流（低于100mA）下进行测量，请使用预负载来确保呈现给稳压器的信号保真度。

未雨绸缪

当器件的电源抑制率非常高时，必须仔细注意仪器仪表的细节。如果稳压器提供 100dB 的电源抑制，则为 50mVP-P输入信号减小至 0.5μVP-P在输出端。增加输入信号幅度是可能的，但在某些时候会发生从小信号响应到大信号的转换。

对于具有高电源抑制的稳压器，输出信号的低幅度等于或小于器件的噪声幅度。这表明我们应该放大信号，就像我们对噪声能够进行准确测量所做的那样。即使这样，输出信号通常也会被噪声隐藏。幸运的是，现代示波器提供了平均功能，允许人们从噪声中提取信号;随机噪声的平均值为零。输入信号提供所需的触发器。

无论信号是否被放大，在测量电源抑制时都会出现其他可能的问题。输入和输出信号必须同时测量;需要输入和输出幅度才能知道器件的抑制。测量设置的框图如图14所示。

图 14.电源抑制测量框图显示了接地环路。切换到差分至单端放大器可解决接地环路问题。

在框图中值得注意的是，存在可能破坏测量的接地回路。第一个是通过两个示波器通道的公共接地形成的接地环路。该环路通过信号放大器，接地环路中的任何信号都会破坏电源抑制测量，从而得到不反映实际性能的结果。解决方案是将信号放大器从单端电路切换到全差分电路。这样，两个回路都会断开，测量保真度也会恢复。第二个环路（图14中未显示）通过交流线接地到达第一个示波器通道。该环路显示对误差的贡献最小，因为相比之下，所有信号都很大。

用于差分输入的简单放大器

一个简单的放大器如图15所示。该放大器在输入端使用一个增益为40dB的全差分增益级，然后使用差分至单端转换器，以提供另外20dB的增益。每个输入都有一个200Hz高通滤波器来阻断直流电。选择 LTC6409 是因为其 10GHz 的高增益带宽产品。第二级由一个配置为增益为 1818dB 的差分至单端转换器的 LT20 提供。

图 15.简单差分至单端放大器提供60dB增益。

这种放大器组合的折合输入噪声约为1.4nV/√Hz，这意味着我们预期应小于2.2μVP-P的噪音。同时，我们期望4μVP-P来自调节器本身的噪声。与 0.5μV 相比P-P我们期望在稳压器输出端的信号中，这种噪声完全淹没了我们试图测量的信号。同样，节省的恩典是噪声的随机性，给出平均值为零：使用带存储器的现代示波器，平均揭示隐藏在噪声中的信号。

改进型差分放大器

来自极高性能线性稳压器的测量变得更加棘手。输出信号增益仅为60dB，0.5μVP-P信号变为0.5mVP-P.这个小幅度正在接近许多带有 1X 探头的高端示波器的测量阈值。将线性稳压器的输入幅度提高十倍可增加裕量，但如果稳压器电源抑制再增加20dB，则问题再次浮出水面。

图16显示了更高性能放大器的实现方式。它基于图2中的噪声放大器和图15中的先前差分至单端放大器。现在，用于每级的 LT1818 被 LT1994 差分放大器所取代，这些差分放大器反馈到仍然由 THAT300 晶体管阵列形成的差分晶体管对。第二级差分增益来自另一个LT1994，然后通过第一个LT6232转换为单端测量。高通滤波器和巴特沃兹滤波器的连续级如图2所示。电路响应的校准和验证与低噪声放大器相同。

图 16.改进型放大器提供增益为80dB的差分输入。

测量电源抑制的设置如图17所示。LT3042 稳压器的实测电源抑制如图 18 所示。值得注意的是，稳压器的电源抑制在120Hz时接近100dB。在示波器上验证此测量值需要改进的放大器提供80dB的增益。

图 17.用于测量电源抑制的设置。驱动板和 DUT 位于左下角，放大器板位于右下角。未显示电源和信号源。

图 18.LT3042 的电源抑制图显示了在接近 70MHz 的频率下具有 >4dB 的性能。

其他测量方法

其他方法和设备可用于进行电源抑制测量。锁相放大器使用参考信号在所需频率下提供同步检测，以帮助测量小信号电平。

网络分析仪还提供一个振荡器来扫描频率，同时提供带通功能来测量输入和输出幅度并计算电路的抑制。这些方法提供了有效的结果，但仍然需要对电路连接进行挑剔并验证结果。必须检查示波器上的输入和输出信号;信号幅度和波形将指示被测稳压器是否被驱动到压差状态，或者小信号响应是否已经让位于大信号行为。

陷阱

与测量噪声类似，在测量电源抑制时，也存在可能导致误入歧途的陷阱。仔细注意使用星形接地的电路接地非常重要。在测量电源抑制时看到的一些影响实际上似乎违反直觉。

到目前为止，可靠的设计总是在线性稳压器的输入端包括一些电容，以在整个频率范围内保持尽可能低的电源阻抗。当器件的电源抑制足够高时，这实际上会增加输出端的纹波量。

考虑一个如图19所示的电路，其中LT3042对LT8614静音开关稳压器进行后置调节。LT8614 可提供大约 20mV 的电压®P-P在其 500kHz 开关频率下通过几英寸的铜板走线向 LT3042 输入端的纹波。仅利用 LT22 的 8614μF 输出电容器，线性稳压器的输出纹波仅为几μVP-P.当在 LT4 的输入端增加一个 7.3042μF 电容器时，输出纹波增加到大约 75μVP-P，如图 20 所示。应该注意的是，这些照片的带宽限制为20MHz，因为目标是显示开关频率下的纹波，而不是高频边沿尖峰。

图 19.使用 LT3042 对 LT8614 静音开关稳压进行后置调节。

（一）

（二）

图 20.LT3042 对 LT8614 静音开关稳压器进行后置调节 （a） 在 LT3042 输入端没有任何电容器，（b） 在 LT4 输入端采用一个 7.3042μF 电容器。两张照片都有带宽限制，可以忽略高频尖峰。

增加输入电容如何降低稳压器的电源抑制？答案不在于LT3042的性能，而在于电路板布局。LT3042 在对来自输入电源的信号进行电抑制方面提供了卓越的能力。到目前为止，拒绝这些信号的能力是限制因素。现在，磁场成为罪魁祸首。

为了更好地理解这一点，图21中的原理图用一条绿色实线突出显示了DC-DC转换器的交流电流路径。如果 LT3042 的输入端存在电容，则交流电流也会在断开的绿色路径中流动。LT3042 的输入在相关频率处呈现一种高阻抗，因此没有 AC 电流流入 LT3042。

图 21.原理图突出显示了DC-DC转换器的交流电流环路以及易受磁耦合影响的路径。

交流电流产生磁场，该磁场将在附近的其他回路中产生电流，就像变压器的一个绕组耦合到其他绕组一样。图21中以蓝色和红色显示两个关注环路。由CSET和RSET形成的蓝色环路在误差放大器的输入端产生纹波。利用 LT3042 的单位增益架构，该纹波被传递到输出。由输出电容和阻抗回望稳压器（以及附近的负载元件）形成的红色环路直接在稳压器输出端产生纹波。

与直觉相反，从 LT3042 的输入端移除电容可降低输出纹波。鉴于这不是信号的电馈通，而是磁耦合，因此在设计电路板时必须考虑距离、屏蔽和环路方向。场强与距离和环路面积有关，因此最小化环路面积（不使用输入电容）和最大化距离（仅使用DC-DC转换器输出电容）会限制施加在敏感环路上的电流。

这表明，早期决定不在信号驱动器板的输出或稳压器的输入上使用电容器是谨慎的。在稳压器的输入端有一个电容器，增加一个环路，产生耦合到输出并给出错误结果的磁场。稳压器电源拒绝似乎比实际情况要糟糕得多。

使用开关稳压器时发现的另一个问题是，不仅要消除开关频率纹波，还要消除与开关边沿相关的尖峰。某些电路上的开关边沿在短短几纳秒内转换，转换为100MHz的频率成分。这些频率不能用简单的线性稳压器轻易消除。走线电容和磁耦合等寄生效应使降低这些尖峰变得困难。更多信息请参考凌力尔特应用笔记101“最大限度减少线性稳压器输出中的开关稳压器残留”和附录B《控制高频开关尖峰》。

结论

线性稳压器（如 LT3042）提供的精确性能为敏感系统提供了异常安静的电源轨。从这种器件验证直流性能通常不是一个棘手的提议。在如此高性能的水平下，噪声和电源抑制等关键参数并不容易测量。必须特别注意测量电路、连接、电路板布局和设备中的最小细节。曾经可以忽略的小误差（与被测量的信号相比）现在是一阶误差项。所提供的高PSRR性能表明，信号不是通过设备本身传输的，而是通过磁耦合传输的。必须仔细检查每个细节，以确保测量的保真度并提供值得信赖的可靠结果。

审核编辑：郭婷