优化双模蜂窝电话中的MAX2309 PLL分频器值

介绍在双模式（模拟放大器和数字 TDMA）蜂窝电话中设置 PLL 分频器值的方法。概述了IS-136双模电话频率计划，使用119.64MHz的第一中频和455kHz的放大器中频。需要在PLL鉴相器频率、环路带宽和杂散输出之间进行权衡。蛮力解决方案必须切换回路滤波器组件以控制稳定性。AMPS 模式下的 50Hz 误差允许 PLL 使用相同的滤波器组件。

介绍

美国最初的蜂窝电话系统基于模拟频率调制（FM）技术，称为高级移动电话系统（AMPS）。许多电话仍然试图支持旧标准以及现代数字系统。当基带处理器和RF（射频）收发器专为这种支持而设计时，这并不是一个巨大的技术挑战。一些现代基带处理器选择放弃AMPS支持，迫使电话听筒设计工程师“嫁接”AMPS模拟实现所需的电路。本应用笔记介绍了支持时分多址（TDMA）IS-136数字模式和模拟AMPS模式的蜂窝电话听筒的典型频率规划。给出了一种选择锁相环（PLL）分频器值的方法，以保持第二本振（LO）的快速响应时间。使用2.19MHz的温度补偿晶体振荡器（TCXO）、44.119MHz的第一IF（中频）和64kHz的AMPS IF，可以在数字和模拟模式下以~455kHz的频率操作第二LO相位鉴相器。提供了一个 Mathcad 工作表，可以轻松修改以支持其他 2st IF 和 TCXO。

图1显示了同时支持IS-136 TDMA和AMPS操作的典型手机的部分框图。前端是MAX2338和所需的RF滤波。第一个LO驱动RF混频器，由以TCXO为基准的锁相环控制。MAX1的输出为2338.119MHz的IF，通过差分IF滤波器传送至IF处理电路。数字中频由MAX64 RXIF实现。该 IC 包含正交解调器，可将 IF 混频至基带 I 和 Q 输出。MAX2309还包含实现无线电第二LO所需的PLL和压控振荡器（VCO）。PLL通过大多数工程师熟悉的三线串行总线进行编程。反馈和基准分频器实际上是寄存器对。这允许在系统初始化时加载一次数字模式操作和模拟（FM-AMPS）操作的分频器值，然后很容易选择正确的寄存器对来更改PLL模式。

图1.用于 TDMA 的双模接收器，支持模拟放大器。

在所讨论的系统中，基带处理器没有适当的支持来允许AMPS FM信号进行数字解调。增加了一个小的FM IF部分，使用常见的455kHz IF滤波器，这些滤波器成本低且随时可用。MAX1借用MAX119将64.455MHz的第一中频混频至2309kHz所需的LO。这是可能的，因为当手机处于AMPS模式时，数字处理不需要I/Q输出。

用于数字模式的第二个LO

允许TDMA数字操作的第二个LO需要为2.119MHz。这恰好将IF混合到基带，以实现数模转换。然后，数字信号处理器（DSP）接管并完成所需的错误检测和纠正等。MAX64中产生第2309个LO的VCO需要运行两倍于所需频率，因为内部分频为2。此除以 2 通过以下方式提高了性能：

将 VCO 移离第一个 IF。

更准确地获得 50% 占空比。

简化正交解调器中的 90 度电路。

为了产生用于TDMA操作的第二个LO，需要对内部寄存器进行编程，使其能够以2.239MHz的频率运行VCO。为此存在多个解决方案集：

R = 486， M = 5982 fREF（鉴相器工作速率） = 19.44MHz/486 = 40kHz

R = 243， M = 2991 fREF= 80kHz

上面针对第二LO数字模式提出的两种解决方案似乎都是可以接受的，因为鉴相器的速率足够高。这允许给定的环路滤波器将比较杂散产物降低到可接受的低电平，同时仍具有足够宽的PLL带宽，以实现快速响应和良好的噪声抑制。

放大器的第二个LO

如果不小心，AMPS IF的第二个LO可能会增加复杂性。使用传统整数值生成第二个LO的直接方法如下：

记下所需的 LO。此处给出的示例中为 120.095MHz。

调整LO频率以考虑除以2的功能。VCO = 240.19MHz

注意VCO频率中最后一个数字的位置。VCO 由 10kHz 位置的最后一位数字指定。这是鉴相器比较速率的候选者，f裁判= 10kHz。可能还有其他解决方案，但通常目视检查不足以识别这些其他速率。

确认时基 TCXO 是 f 的整数倍裁判10kHz = 1944

计算参考分频器 R 的值。1944 从步骤 #4。

计算反馈分频器 M 的值。240.19MHz / 10kHz = 24，019。

看起来设计已经完成，但请考虑在AMPS模式和TDMA模式之间切换的问题。鉴相器速率将在10kHz至40kHz之间变化。在改变模式时，环路滤波器可能需要改变时间常数，这将增加一些额外的电路。更不用说 AMPS 和 TDMA 模式之间的锁定时间和噪声特性会有所不同。如果两种模式之间的比较频率足够接近，滤波器元件可以服务于任一模式，从而避免了对开关元件的需求，那么这将是一个改进的设计。这是一项崇高的事业，但大多数时候都不是微不足道的。我们需要为 R 和 M 找到其他整数值，以产生所需的输出频率。使用计算器几分钟通常会说服工程师，找到这些其他整数除法值可能需要花费数小时！

电脑来救援！

生成第二个LO的硬件配置为仅支持整数值。（在我们获得分数PLL之前，我们必须找到另一种方法来解决这个问题。这意味着我们可以生成的频率是“量化的”，分频器设置的微小变化可能会使输出频率跳跃到所需值以上。计算机可以轻松搜索所需的寄存器设置，但不能保证它会找到解决方案。我们必须在这一点上改变规则，以便取得进展。

无线电工程师传统上一直试图精确地达到LO频率。在AMPs接收器中，我们真的需要将第二个LO精确地放在频率上吗？稍加思考，就可以得出结论，由于鉴别器的操作和第二个IF滤波器的带宽，应该优雅地容忍第二个LO中的少量误差。第二个LO必须足够接近，以使信号通过IF滤波器进入解调器。频率向上或向下移动少量的事实应该不会造成严重的问题。这就是我们将要做的，以帮助找到第二个LO PLL设置的其他解决方案。附录中包含的 Mathcad 工作表用于搜索此问题的解决方案，使用第二个 LO 可以容忍 2Hz 误差的约束。

结果

将需要 45 万次尝试。我试图使用微软的Excel电子表格来做到这一点，它甚至无法处理足够大的工作表来测试这个想法。然后将问题缩减到一个子集，电子表格在 79 分钟后仍然有效！

有一句古老的格言说，最好的优化器是“你耳朵之间的那个”1.很明显，人们不需要详尽地搜索。对于 R 的每个值，只有一个（可能是两个？M 值，对测试有意义。Mathcad 工作表遵循此方法。参考分频器值 R 的范围可以从最小值到最大值。对于每个都计算适当的M值并将其转换为整数。PLL的输出使用R和M计算。将此输出与目标值240.19MHz进行比较。计算误差并将其与50Hz的允许误差预算进行比较。构建的 R 值向量仅由满足误差预算的 R 值组成。该矢量被绘制成图形，以便对结果进行目视检查。然后通过快速试验和错误找到确切的 R 值，使用图表作为在哪里搜索正确 R 值的指南。很快发现六个 R 值有效。（我们只对产生接近40kHz或80kHz的鉴相器速率的产品感兴趣。

R = 422，M = 5214 时，输出频率为：19.44MHz × （5214/422） = 240.189952607 误差 ~ 47Hz

鉴相器的工作频率为~46kHz，在数字模式下，该频率足够接近40kHz，允许在两种模式下使用相同的环路滤波器。