使用混合信号芯片成功实现PCB接地 - 遵循阻抗最小的路径

介绍

板级设计人员通常担心处理集成电路 （IC） 接地的正确方法，集成电路具有独立的模拟和数字接地。两者应该完全分开，永远不接触吗？他们是否应该在单个点上连接接地层上的切口以强制执行该单点或“麦加”接地？当有多个IC需要模拟和数字接地时，如何实现麦加接地？

本教程讨论混合信号设计的正确印刷电路板（PCB）接地。对于大多数应用，无需在接地层上切割的简单方法就可以使用这种IC成功进行PCB布局。接下来，我们将学习如何放置元件和布线信号走线，以最大程度地减少串扰问题。最后，我们继续考虑电源电流，最后讨论如何将我们学到的知识扩展到具有多个混合信号IC的电路。

跟随当前

请记住，我们将连接的电气或电子元件的集合称为“电路”，因为电流总是从源流到负载，然后通过返回路径（某种循环）返回。记住电流的流动位置，无论是在预期完成所需工作的方向上还是在产生的返回电流上，对于使任何模拟电路正常工作都至关重要。而且，是的，所有数字电路都是模拟电路;它们是我们只为两个状态赋予意义的子集。晶体管和其他组件以及电路内的电流和电压仍然遵循与其他模拟电路相同的物理原理工作。它们将以与任何其他电路相同的方式感应回流。

图1.简单连接是从 IC 到另一个 IC 的直接连接。

图1显示了设计中最简单的连接：从一个芯片到另一个芯片的直接连接。作为理想世界中的理想电路1，IC1的输出阻抗为零，IC2的输入阻抗为无穷大。因此，不会有电流流动。然而，在现实世界中，电流将从IC1流入IC2，或者相反。这个电流会发生什么变化？它只是填满IC2还是IC1？这是一个滑稽的反问。

实际上，IC1和IC2之间必须有另一个连接，以允许从IC2流入IC1的电流返回IC1，反之亦然。这种连接通常是接地的，通常不会在原理图的数字部分中注明（图 1）。它最多通过使用地面符号来暗示，如图2A所示。图2B显示了电流的完整电路。

图2.图1所示的简单电路，接地隐含（2A），接地电流路径（2B）。

当然，IC本身并不是电流源。电路的电源是。为了简单起见，我们假设单个电源轨，并将电源视为电池。为了完成，我们用电容器旁路IC供电。

所有直流电流最终在电源处开始和结束。图3显示了IC1提供所示电流时直流电流的完整电路。

图3.IC1 提供直流电流。

对于高频信号（“高”主要由旁路电容和电源阻抗决定），电流以旁路电容开始和结束。图4显示了高频信号电流。

图4.IC1提供高频信号电流。

重要的是要记住，输出并不总是电流源。例如，考虑IC1的输出连接到IC2的输入，IC<>具有上拉电阻至V。DD.图5显示了这种情况下的瞬态（高频）电流，电流从C2通过IC2中的上拉电路到达IC1中的低侧FET，后者导通，然后通过IC1的接地引线到达C2的接地引线。虽然IC1是“驱动”器件，通过FET将其短接至地来吸收其输出引脚上的电流，但电流源从C2到IC2。

图5.IC2提供高频电流。

如果图1中IC5的输出引脚长时间保持低电平，则消耗的静态电流将直接来自电源（图6）。

图6.IC2 提供直流电流。

到目前为止，在我们讨论基础知识时，该模型有些简单化。我们方便地将信号分为低频和高频，就好像两者之间有一个明确的边界。事实是，两条路径总是涉及的。在图6中，在IC1输出向低电平状态的初始转换时，电流来自IC2的旁路电容。这是因为IC1的输出“要求”来自IC2输入引脚的近瞬时电流，IC<>输入引脚从其电源引脚拉出该电流。

我们在IC2上放置了一个旁路电容器，其电源和接地引脚的连接非常短，以满足快速电流需求。电源无法提供此瞬态电流，因为它离IC不是很近。因此，它具有很大的电阻，更重要的是，它与IC2的电源引脚之间具有电感。这就是在IC上放置旁路电容器的全部原因：提供电源无法提供的瞬态（高频）电流。随着瞬态的稳定，来自电源的电流越来越多，来自旁路电容器的电流越来越少。

我们进一步简化了这一概念，说直流电流来自电源，交流电流来自旁路电容器。当然，我们知道它比这个解释要复杂一些。

当我们考虑更动态的情况时，我们发现所有电流都流经上述四条路径的组合。任一方向的公共路径从源极元件（IC1或IC2）的电源引脚开始，穿过该元件并通过互连到另一个元件（IC2或IC1），然后通过第二个元件到达其接地引脚。电流如何完成从地到源极元件电源引脚的电路取决于信号的速度。直流电流将全部返回电源的接地引线;它将从电源的电源线流到源组件的电源引脚。高频信号电流将返回到源极元件旁路电容器的接地引线，该接地引线也向电源引脚提供电流。实际上，两条路径始终都涉及，直流路径主导低频信号。请记住，即使数字信号以较慢的速率转换（例如，1Hz方波），导致瞬态电流的状态转换也与更高频率的信号一样快。它们根本不经常发生。

当然，我们在这里处理的是一个好的设计，所以旁路电容器和IC电源和接地引脚非常接近。像这样适当的旁路使设计师的工作变得更加容易。在考虑PCB上的信号电流时，我们通常可以将旁路电容器和IC视为一个实体。

最后，请注意，高速交流信号的功率电流从旁路电容器传播到它旁路的IC的距离很短。当然，通过IC本身的路径很短。电流环路的绝大部分距离位于从一个芯片的输出到另一个芯片的输入和接地返回路径的互连中。查看图4和图5，并考虑如果IC相隔更远会发生什么情况。旁路电容器靠近其各自的IC，并且所有距离都添加到互连和接地回路中。对于更高速的信号电流，这就是我们将看到问题的地方......如果它们发生。

数字和模拟电源和接地

在上面的电路图中，我们没有将IC和信号识别为数字或模拟。IC1可以是运算放大器，低侧FET作为输出级的下部;IC2上的引脚可以是模数转换器（ADC）的输入。IC1也可以很容易成为具有标准I/O引脚推挽输出的微控制器;IC2输入可以是数模转换器（DAC）上的控制引脚。

我们之所以提到ADC和DAC，是因为这些元件通常是引起模拟和数字信号接地问题的元件。

模拟电路倾向于处理以更平滑、连续的方式变化的信号，并且电压或电流的微小变化是有意义的。数字电路倾向于突然从一种状态过渡到另一种状态，产生电流脉冲;它们往往具有映射到单个状态的宽电压窗口。正是这些在转换过程中相对较大、尖锐的数字电流脉冲，如果两者不能充分分离，可能会压倒精确的模拟信号。

阻抗最小的路径

正是这样一个很好理解的原则，即电流以最小阻力的路径流动，以至于这个概念已经进入了日常语言。不幸的是，这仅适用于直流电流。说明原理的一种更完整和准确的方法是电流在阻抗最小的路径中流动。

对于直流电，只有阻抗的阻性部分很重要。在实心接地层的情况下，众所周知的直线是电阻最小的路径。事实上，电流也会以更间接的路径流动。通过任何特定路径的电流量将与距离成反比，因为每单位长度的接地层电阻非常均匀。因此，最大的电流将流经电阻最小的直线路径，而流经越来越偏离该直线路径的路径的电流逐渐减少。为简单起见，我们将直流电流指示为在直线路径中流动，并理解存在相当广泛的电流分布，最大的电流沿着该直线移动。

对于这里对我们最重要的信号，即一定速度的交流信号，我们还必须考虑阻抗的无功部分。

对于接地层与信号层相邻的PCB，我们有一个明确定义的阻抗，该阻抗由走线的几何形状、将走线与接地层分开的电路板层的厚度、电路板材料以及信号的频率决定。这些给定值的所有数学细节都超出了本教程的范围。幸运的是，没有必要为了使用这些概念并获得良好的结果而完成所有数学运算。本教程末尾的参考资料很好地涵盖了细节。

考虑我们最初非常简单的两个IC之间单条走线的示例（图1）。这次我们展示了它们位于PCB上，走线采用间接路径（图7）。

图7.简单的间接跟踪。

现在假设有一个实心接地层，每个IC的接地连接都靠近走线连接点。返回电流必须从一个IC的接地连接到另一个IC的接地连接。由于我们有一个坚实的接地层，电阻最小的路径，即直流电流的路径，将是一条直线（图8中的蓝色箭头）。在高频下，走线与其下方接地层之间的互感使接地路径直接位于走线下方（图8中的红色走线）。

图8.接地回路电流路径显示电阻最小路径（蓝色）和阻抗最小路径（红色）。

但什么是“高频”？通用准则2是几百kHz及以上的频率具有沿信号迹线下方路径的返回电流。我们认为高于“高”的实际频率由走线、电路板几何形状（走线宽度、层间空间）和电路板材料（介电常数）决定。为了使返回电流跟随迹线，在大多数常见情况下，我们不必担心确切的频率。

对这种现象的数学处理极其复杂，对作者来说，非常令人困惑。幸运的是，Bruce Archambeault博士已经发表了关于此事的文章。3并慷慨地提供了以下图表，这些数字在视觉上展示了这个主题，远远超过一页充满方程式的页面。

图9显示了接地平面上示例“U”形走线的几何形状。

图9.此示例的物理几何图形。（绘图由Bruce Archambeault博士提供。

然后，Archambeault博士对不同频率的信号进行了电磁模拟，以查看电流将通过什么路径流动。当然，每种情况下的正向信号电流都受限于走线。但是，返回接地电流可以流过接地层上的任何位置。

图10显示了1kHz信号的电流如何流动。接地电流主要以直线直接从负载流向电源，如窄黄线所示。少量的接地电流沿着信号路径（浅蓝色）流动，而更小的量在这两个路径之间流动，如大部分平面的深蓝色所示。

图 10.1kHz接地电流沿直线从负载流向源极。（绘图由Bruce Archambeault博士提供。

图11显示了50kHz信号的电流，主要沿着信号走线（沿着走线路径的宽绿线）流动，在较小程度上，直接从负载流向源极（走线两端较暗的宽绿线）以及两者之间的电流。中间区域为浅蓝色而不是深蓝色，表示电流最小。

图 11.50kHz接地电流到处流动。（绘图由Bruce Archambeault博士提供。

最后，图12显示了具有1MHz信号的电流路径。几乎所有的返回接地电流都沿着信号走线的路径流动。

图 12.1MHz 接地电流跟随信号走线。（绘图由Bruce Archambeault博士提供。

正如人们所期望的那样，返回电流在平面上的分布确实比走线本身更宽。这些较高频率的电流分布由以下公式给出。4

其中：
J（x） 是电流密度;
I 是总电流;
w 是迹线宽度;
h为板层厚度（迹线在平面上方的高度）;
x 是我们测量电流的走线正下方的距离，如图 13 所示。

图 13.板的横截面。

需要注意的是，公式1与频率无关（同样，假设频率足够高，如上所述）。当我们计算等式1时，我们得到一个高斯样分布，其峰值正好位于迹线中心下方。如果我们将 x = −h 到 x = h 之间的电流相加，我们发现总电流的 50% 在这个范围内。此外，80%的电流在x = −3h和x = 3h之间。正如人们直观地期望的那样，电路板层越薄（即，走线越靠近平面），电流分布就越紧密。

旁路电容器很重要

如本教程前面所述，任何电路中电流的更完整描述包括每个IC和电源的旁路电容。我们从图8中简化的双IC电路示例开始。然后，我们将旁路电容包括在图14中。此图显示了IC1源的电流路径。在本例中，信号层相邻的层上有一个实心接地层，假定该层是分量层。功率分布在此顶层，大金属迹线以灰色显示。与接地层的连接是通过从信号层上的绿色金属部分到接地层的过孔进行的。

图 14.完整的电流路径，IC1正在采购。

信号/分量层上的信号电流用虚线表示。它们最容易理解，因为它们严格限于我们选择放置的信号迹线。返回电流有一个完整的平面，它们可以在上面流动。由于直流电流将流过电阻最小的路径，我们知道直流返回路径将直接从负载设备的接地引脚（在本例中为 IC2）通过最短的距离（直线）到达电源的接地连接。高频（瞬态）电流将在信号走线下方流动，其分布由走线和电路板的几何形状决定。

我们可以更深入地挖掘电流，寻找介于两种情况之间的信号。从足够低的频率开始，使很大一部分电流流出电源，而不是几乎所有电流从电容器流出。在这种情况下，仍然存在互感，这将迫使电流在信号走线下返回，但分布当然会更宽。此外，走线下方的返回电流一旦到达IC，它就不会全部返回到电容地。取而代之的是，来自电容器的电流的一部分将返回到其地，而其余部分将返回到电源接地。最后，随着频率的降低，互感的影响将越来越小;更多的电流将流过直流路径。

幸运的是，只要我们也做好绕过IC和正确分配电源的工作，这种中间情况已经通过我们处理高频和直流情况的努力来管理。后面的两个项目实际上是同一努力的两个方面。随着电源远离其供电的IC，两者之间的阻抗（电阻和电感）将增加。当连接两者的走线宽度减小时，也会发生这种情况。互连器件显示的电源和IC之间的阻抗（请记住包括返回阻抗）越大，就越依赖旁路电容器来提供较低频率的电流。因此，随着电源阻抗的增加，需要更多的电容。

因此，我们必须再次满足IC上充分旁路电源的要求。

为完整起见，图15显示了IC2供电时的电流。

图 15.完整的电流路径，IC2源。

请注意信号/分量层上的互连迹线。我们只改变了信号电流和交流返回电流的箭头方向。在这种情况下，它是C2，IC2的旁路电容器，它通过IC2的V提供交流信号电流DD引脚连接到IC2上的信号引脚。传递到IC1的信号电流通过IC1的接地引脚接地;交流部分返回信号路径下方的接地层，直流部分直线返回电源。

地面不是等电位

在这一点上，重要的是要了解接地层，尽管我们被教导为EE101，但它不是等电位。首先，无论铜对于接地层来说有多厚，它都有电阻。因此，如果模拟和数字返回电流（或任何两个电流）共享接地层的一部分（即，它们的电流流过同一金属），则两者之间将存在串扰，因为铜电阻会导致IR电压下降。可以这样想：两个不同元件的接地引脚几乎在同一点连接到接地层，它们的电流返回到电路板另一端的单个点。假设沿该路径的平面铜电阻为0.01Ω，元件A提供1A电流，而元件B的电流为1μA。在这些元件连接的末端，接地电压将比电流返回点的接地电压大10mV。即使是仅输出1μA电流的元件B，在返回点上也会上升10mV。如果来自元件A的电流在1A至0A之间交替，则以元件B为基准的任何电压将随该电流上下变化10mV。

当数字电路与模拟电路共存时，共享返回路径通常会导致问题。共享可能会干扰精密模拟电路的正常运行。

接地层电压不均匀的另一个原因是电气长度。在较高频率下，通过平面的电流路径长度可能占电路板上传播信号波长的很大百分比。我们不会在本教程中介绍这一事实。可以说越短越好。

将一切整合在一起

了解了PCB上电流的基础知识后，我们可以开始利用这些知识来正确处理混合模数IC的接地。最终目标是确保数字电流和模拟电流不会共享同一返回路径的部分。

现在您已经意识到，整个目标是最小化数字和模拟信号返回路径的共性。事实上，这就是目标。如果我们这样做，我们将消除“讨厌的”数字信号破坏“原始”模拟信号时出现问题的主要原因。

一个常见的假设是，应该将接地层切割成数字部分和模拟部分。这是一个很好的起点。如您所见，如果我们正确布置所有内容，我们可以在不改变性能的情况下填充切割。

切割地平面...目前

我们从电路板上的通用ADC开始，作为唯一同时具有模拟和数字电路的组件。然后，我们将确定在哪里切割单点接地的接地层。

图16显示了ADC芯片的引脚连接。仅明确标记电源和接地引脚。另一个标签仅指示连接是用于模拟引脚还是数字引脚;它们的具体功能并不重要。模拟引脚可以是几个信号输入引脚之一，也可以是基准输入或输出。数字引脚可以是串行或并行接口、控制引脚或片选的一部分。对于我们的讨论，无论它们的具体功能如何，我们都一视同仁。

图 16.一个模数转换器集成电路。

请注意，数字引脚是连续的，模拟引脚和数字接地相邻。这种情况并不少见，因为芯片设计人员必须管理与电路板设计人员相同的现实。另请注意，有两个数字接地引脚。这有时是必要的，以便芯片中的接地电流在从芯片的一端运行到另一端时不会引起问题。

由于模拟和数字引脚在这里很好地分组在一起，因此很容易决定将（临时）接地层切断的位置。

图 17.具有切割接地层的 ADC。

我们在图17中看到蓝色的接地层，单点接地正好位于相邻的模拟和数字接地引脚上。通常，当像这样使用切割接地层时，设计人员将所有数字芯片和相关组件放在切割的一侧，将所有模拟芯片和相关组件放在另一侧。这样，它们的接地引脚可以连接到接地层的正确部分。回想一下，在本例中，我们的ADC是唯一同时具有模拟和数字引脚和信号的器件。

现在假设我们在这方面做得很好，所有数字元件都完全在接地层的数字部分，所有模拟元件都在另一部分。我们还没有完成。我们必须考虑信号迹线的路由。

路由信号走线

我们从本设计中其他IC之一的数字信号开始，如图18所示。

图 18.数字迹线路由错误。

该迹线穿过大部分模拟部分，并在两个地方穿过地面切口。大多数设计人员会认为这是不好的形式，因为它会导致模拟区域出现数字走线，从而污染模拟信号。虽然这是事实，但问题的严重程度往往没有得到充分认识。考虑交流电流将返回的位置。

图 19.接地返回不良数字走线。

图19显示了橙色的返回电流。注意它如何跟随信号迹线，直到遇到切口。此时，它只能通过单点地面返回以到达切口的另一侧。因此，我们不仅让数字电流及其高频内容流经模拟电路的接地——这是我们试图避免的——而且我们还创建了两个漂亮的环形天线来辐射这些信号。

为了使我们的地面切割方法起作用，我们必须确保数字和模拟组件保持在切割的各自一侧，并且走线也是如此。

当我们满足此要求时会发生什么？图20显示了在不跨越任何接地切的情况下路由的所有信号走线。返回电流在信号走线下方流动，使环路面积最小化，因为将信号走线与接地层分开的唯一因素是PCB本身的厚度。

图 20.所有跟踪都路由在正确的一侧。

仔细观察图20中的接地电流。没有一个电流“想要”穿过地平面切口。这是因为我们一直在小心地放置组件，以便所有数字或模拟连接都位于各自的接地区域。然后，我们将所有跟踪路由到适当的区域。由于没有电流穿过切口，因此切口没有任何用途，因此可以消除（即用金属填充）。

力量呢？

我们决定在示例布局中消除接地切口，因为没有“想要”穿过切口的信号返回电流。但是，我们必须考虑电源连接。如果模拟和数字电源都来自完全相同的电源，则电源及其回路必须位于切断的一侧或另一侧（图 20）。在这种情况下，来自切断另一侧的所有直流返回电流（以及足够低的频率，使得大量电流来自电源而不是旁路电容器）必须通过窄接地桥漏斗，而不是直接进入电源返回连接。这使得它们的路径更长，遇到的电阻更大，因此电压下降更大。

对于ADC上的引脚吸收信号电流的返回接地电流，这种布局没有问题，因为这些电流从位于电桥上的接地引脚返回。但是，来自其他元件上接地引脚的电流必须采用间接路径。图21显示了这些电流。

图 21.带切断的直流接地电流。

去除切口

如果我们去掉切口，直流返回电流可以更直接地流动，电阻更低，因此压降更低。图22显示了相同的接地电流，但去除了切口。

图 22.图21的电路，去除了接地切口。

同样的想法可以扩展到存在多个轨道的情况。我们只需要记住返回电流的流向，并考虑多个电源轨，就像我们对单轨所做的那样。

多个混合信号IC的接地挑战

当考虑具有多个IC同时需要模拟和数字接地的设计时，切割接地层的问题变得更加明显。假设我们有两个上面讨论的相同ADC。图23显示了这种配置，以及获得所需的单点接地是如何不可行的。

图 23.两个具有切割接地层的ADC。

对这种情况的直接反应可能是将其中一个ADC旋转180度，从而将两者合并为一个单点接地。但是，这会将一个电路的数字部分放在IC以北，模拟部分放在IC以南;该安排将针对另一个电路进行翻转。结果将是混乱——模拟和数字信号相互混淆。即使这可以工作，它也不能解决三个或更多具有模拟和数字接地的芯片的问题。

幸运的是，我们可以对单个混合信号IC应用相同的接地原理。我们想象切口就在那里，或者如果我们的想象力受到挑战，我们会暂时插入它们。然后，我们放置组件并布线，以便不允许痕迹穿过切割。我们可能还需要防止ADC1的模拟信号与ADC2的模拟信号共享接地路径。这通常很容易做到，因为我们自然会将每个ADC电路的元件放置在离它更近的地方，而不是它的邻居。图24显示了信号电流显示为红线，交流返回电流显示为橙色线的情况。

图 24.所有痕迹都路由在切割的正确一侧。

与单个混合信号IC的例子一样，没有电流“希望”越过切割，因此可以消除切割。

同样的想法可以扩展到更复杂的情况。一般来说，考虑任何信号的电流将流向何处以及它如何干扰或被流经同一金属的其他电流破坏是一个好主意。这对于大多数应用程序来说已经足够了。

有时切割可能很有用

在某些情况下，各种机械约束（例如连接器的所需位置）使得难以保持电流流动，尤其是低频或直流电流，远离我们想要保护的电路。在这些情况下，我们可能不得不明智地在接地层上放置切口。

避免这种复杂性的愿望是在项目早期考虑连接器的机械放置以及PCB组件放置和布线的良好动机。如果在设计之初就考虑布局的连接器，可以使最终布局更容易、更干净，最重要的是，成功。

即使我们仔细考虑机械放置和信号流之间的相互作用，我们也很容易遇到外部要求迫使我们把接口放在一些地方，这样就很难阻止一些电流流到我们不希望它们去的地方。

图25显示了由于系统要求而在特定位置具有数字、模拟和电源接口的电路板。我们很好地将嘈杂的数字内容放置在敏感的模拟电路附近，但与敏感的模拟电路分开。如上所述，任何模拟和数字芯片都被明智地放置在边界区域。

图 25.具有固定外部接口位置的数字和模拟板。

我们甚至在定位功率稳压器方面做得很好，以便模拟和数字的高频接地回路不会倾向于共享路径。但是，请记住，直流和低频电源电流都将返回到左下角电阻最小的路径：直线的电源接地。

结果是，来自数字部分右下角区域的大直流和低频电流将直接流过敏感的模拟电路。我们可以通过在模拟和数字电路部分之间放置一个水平切口来解决这个问题，该切口延伸到电路板的右边缘。但是，我们不希望在此切割中运行数字部分和模拟部分之间的接口信号。围绕切割布线这些痕迹会导致它们采取很长的间接路线，这可能是非常不切实际的，特别是如果它们有很多或它们特别快。

另一个想法是在模拟电路和模拟稳压器之间放置一个垂直切口，迫使数字电源返回电流从模拟电路流出。这也要求我们在切割周围路由模拟电源。图 26 显示了如何完成此操作。

图 26.带接地切割的模拟和数字板。

从数字电路到电源接地的电阻最小的直流路径现在不再是一条直线。相反，它是一条经过切割上方的路径，从而绕过了模拟电路（以其原始的威严）。这种安排可能就足够了。但是，如果如图所示有多个模拟电源轨，也可能很麻烦。

在某些情况下，模拟稳压器本身具有灵敏度，具有模拟电路正常运行所需的低噪声。图 27 显示了不同的排列方式。该概念与图26相同，只是模拟稳压器与模拟电路位于切口的同一侧。

图 27.带有模拟稳压器的同一板移动了。

有时会有嘈杂的开关稳压器，然后是用于模拟电路的滤波和低噪声线性稳压器。采用类似的思维来决定噪声开关稳压器的放置位置，始终考虑电流将流向何处。

板级设计人员越来越多地遇到的另一种情况是高频信号的信号完整性。随着频率越来越高到GHz范围，我们发现彼此接近和平行的走线之间的串扰。这使事情变得更加复杂。正如我们之前所了解到的，在接地平面上单条走线的简单情况下，如Archambeault博士对1MHz信号的仿真（图12）所示，返回电流不包含在信号走线正下方的区域内，而是更宽。很容易看出并联走线的返回电流会有多接近。随着频率的增加，迹线在波长中所占的百分比越来越高，信号更有可能相互破坏。5

结论——注意电流的流向

混合信号PCB设计的许多问题可以通过遵循以下简单建议来避免： 注意电流流向何处.在大多数情况下，我们所要做的就是记住两个基本原则：直流和低频主要在源极和负载之间电阻最小的直线路径上流动;高频信号遵循阻抗最小的路径，该路径直接位于信号走线下方。中间频率通过两条路径和两条路径之间流动。

使用切割来防止不同电路之间的交互的想法通常是不必要的，只要我们明智地放置组件和路由跟踪以防止这种情况发生。有时需要接地层切割，因为我们并不总是可以自由选择元件的放置位置。同样，考虑到所有电流，明智地放置切口。我们还必须记住，任何信号都不应该穿过任何层的切口。

跟踪那些讨厌的电子想要流动的地方，这将使你的工作变得容易得多。最后，请记住，“虽然你可以永远信任你的母亲，但你永远不应该相信你的'基础'。

审核编辑：郭婷