为高性能ASIC和微处理器供电-电子发烧友网

当今性能最高的ASIC和微处理器的功耗可能超过150W。当电源电压为1V至1.5V时，这些器件所需的电流很容易超过100A。通过使用多相DC-DC转换器，为这些设备供电的任务更易于管理。

目前，可扩展的电源控制器允许设计人员为特定的DC-DC转换器选择相数。可扩展性允许多个控制器并行和同步。板载基于 PLL 的时钟发生器允许控制器同步。

多相拓扑

虽然单相没有硬性功率限制降压稳压器的优势多相转换器在负载电流下变得明显升至20A以上至30A。这些优势包括：降低输入纹波电流，大幅降低输入电容器的数量;降低输出纹波电压由于纹波频率的有效倍增; 通过分配降低组件温度更多组件的损耗;和降低高度外部组件。

多相转换器本质上是多个降压稳压器与其开关频率并联运行同步和相移 360/n 度，其中 n 标识每个阶段。并联转换器产生输出监管稍微复杂一些。这个问题很容易使用电流模式控制IC解决，该IC可调节每个除输出电压外的电感电流。

输入纹波电流

设计人员在选择输入电容器时面临的关键问题是输入纹波电流处理。输入纹波电流为通过使用多相拓扑结构大幅减少 - 每相输入电容传导较低的幅度输入电流脉冲。此外，相移增加了电流波形的有效占空比，其结果在较低的RMS纹波电流中。纹波电流水平表1所示显示了纹波电流的降低以及输入电容的节省。

高 k 介电陶瓷电容器提供最佳性能纹波电流处理和最小的PCB占位面积。安装在 1812 年外形规格展品中的陶瓷器件每个电容器的纹波电流额定值为 2A 至 3A。电解的电容器是成本敏感型设计的不错选择。

降低输出纹波电压

通常要求精度要求为 <2% 内核电压电源。对于 1.2V 电源，这意味着至一个±25mV输出电压窗口。一种使用技术输出电压窗口更有效地称为有源电压定位。在轻负载时，转换器进行调节输出电压高于输出电压的中点窗口，并在重负载下调节输出电压低于输出电压窗口的中点。在 ±25mV 窗口的情况下，调节在高电平轻负载（重负载）期间范围的结束（低端）负载）允许整个输出电压窗口用于阶跃负荷增加（减少）。

大负载电流阶跃需要极低的 ESR 电容器可最大限度地减少瞬变和足够大的电容吸收主电感器存储的能量在阶梯负荷降低期间。有机聚合物化学品改进了低 ESR 钽电容器。聚合体电容器以最低的电容提供最大的电容红沉降率。陶瓷电容器具有优异的高频性能特性，但每个器件的总电容为二分之一是钽和聚合物电容器的四分之一。因此，通常，陶瓷电容器不是作为输出电容器的最佳选择。

低侧 MOSFET

一个 12V 至 1.2V 转换器需要 90% 的导通时间低边场效应管;导通损耗主导开关在这种情况下的损失。因此，两个或三个 MOSFET 经常并行。在并联有效降低RDS（ON）从而降低传导损耗。当 MOSFET 关闭时，电感电流继续流过 MOSFET 的体二极管。在这种情况下，MOSFET 漏极电压基本为零，降低了开关损耗大幅。表1显示了几个多相的损耗配置。请注意，低侧MOSFET的总损耗随着相数的增加而减少，从而降低 MOSFET 的温升。

高边 MOSFET

占空比为 10% 的高边 MOSFET 开关损耗以传导损耗为主。因为高边 MOSFET 导通的一小部分时间，传导损失不太显着。因此，导通电阻低不如低开关损耗重要。在切换间隔期间（均上和 t关闭）、的 MOSFET 必须承受电压和传导电流。该电压和电流的乘积决定了 MOSFET峰值功率耗散;因此，越短开关间隔越低，功耗越低。选择高端 MOSFET 时，请选择 MOSFET 具有低栅极电荷和栅极漏极电容，两者均这比低导通电阻更重要。表1 说明了总 MOSFET 损耗如何随着相数增加。

电感器选择

电感值决定了峰峰值纹波当前。允许纹波电流通常计算为最大直流输出电流的百分比。在大多数应用，可选纹波电流为 20% 至 40% 最大直流输出电流。

在低内核电压下，电感电流不能降低尽可能快地增加。在负载降低期间，输出电容可能过度充电，导致过压条件。通过使用较小值的电感器（允许更高的纹波电流 - 接近 40%），更低的存储的能量被传输到输出电容器，可最大限度地减少电压浪涌。

散热设计

表1提供了散热需求的估计值用于使用的相数。在强制对流中可提供100LFM至200LFM的冷却系统，单相设计需要一个相当大的散热器实现 0.6°C/W 的热阻。在四相中设计时，热阻可以增加到2°C/W。这无需散热器即可轻松实现热阻和 100LFM 至 200LFM 气流。

表 1.比较关键参数和用于设计同步降压稳压器。例如，12V至1.2V、100A降压稳压器。

	Number of Phases
	1	2	4	8
Current per phase	100A	50A	25A	12.5A
Input capacitor, 3A rated
Ripple current	31.6A	22A	15.8A	11.2A
Number required	11	8	6	4
H/S MOSFET
RMS ripple current	31.6A	15.8A	7.9A	3.9A
Package size	DPAK	DPAK	SO-8	SO-8
Number required	2	2 (1/ph)	8 (2/ph)	8 (1/ph)
Power dissipation (each)	22W	1.8W	0.32W	0.22W
Total power dissipation	4.4W	3.6W	2.5W	1.76W
L/S MOSFET
RMS ripple current (each)	94.8A	47.4A	23.7A	11.9A
Package Size	DPAK	DPAK	SO-8	SO-8
Number required	3	2 (1/ph)	8 (2/ph)	8 (1/ph)
Power dissipation (each)	6W	12W	1.4W	1W
Total power dissipation	18W	24W	11.2W	8W
COUT 470µF, 10m
Number required	7	7	7	7
VSS ripple	22mV	11mV	5mV	1mV
Heatsink capacity	0.6°C/W	1°C/W	2°C/W	4°C/W
Estimated efficiency	69	77	85	89

设计示例

图1所示为四相MAX5038 直流-直流转换器。MAX5038主控远端电压检测输入（VSP 至 VSN 引脚）提供信号（DIFF）到主站和从站 EAN 输入，启用并行操作。MAX5038主站还为MAX5038从机提供时钟（CLKOUT）控制器。通过浮动相位引脚，从机锁定接通到具有 90° 相移的 CLKIN 信号。错误放大器还执行有源电压定位通过设置电压误差放大器的增益来工作。使用精密增益设置电阻可确保精确负载共享。电压误差放大器的输出（EAOUT）对每相的负载电流进行编程。为每个电流提供补偿（未显示） CLP1 和 CLP2 引脚上的环路，提供非常稳定的大多数线路和负载条件的输出。