如何优化ISM射频系统

对于工业/科学/医疗 （ISM） 频段射频 （RF） 产品，用户通常不熟悉 Analog 的低引脚数发射器和完全集成的超外差接收器的结构。本教程提供了一些简单的步骤，可以采取这些步骤来获得最佳发射器和接收器的性能，同时提供测量设计整体能力的技术。

介绍

每天都有越来越多的工业、科学和医疗 （ISM） 频段射频 （RF） 产品进入市场。由于产品种类繁多，用户通常不熟悉低引脚数发射器和完全集成的超外差接收器的结构也就不足为奇了。本教程介绍了设计人员可以遵循的简单步骤，以实现这些发射器和接收器的最佳性能。还提供了测量这些设计整体能力的技术。

变送器优化

优化简单ISM发射器的操作（如图1所示）只有两个基本步骤：确保参考频率正确调谐，并将发射器的输出网络与天线正确匹配。晶体振荡器通常用作发射器和接收器电路中的基准，因此优化技术将在下面的接收器优化部分中讨论。

图1.基本ISM发射器电路。

匹配发射器 （Tx） 天线

对于Tx天线的初始匹配，使用天线馈电点的同轴电缆扩展进行S11测量（图2A）。阻抗变换电路（图1）被设计为低通π网络，它实现了两件事：首先，它将功率放大器（PA）输出阻抗（建模为200Ω + j0）与天线阻抗的复共轭（测量为~2.69Ω - j80.6手持式，图2，图4）相匹配;其次，它提供低通滤波以抑制谐波。在这种情况下，选择PA偏置电感的值，以调出PA输出端的2.0pF至2.5pF杂散电容对地。串联电容器 C8 用作直流模块。

图2A和B.测量阻抗（A，顶部）和计算网络（B，底部）。

使用LLSmith，1可以非常快速地近似组件集合。理论匹配的史密斯图如图 2B 所示。由于天线在电气上很小，因此具有高Q值（~30）。因此，通常需要调整理论匹配元件值，以补偿天线阻抗与其环境的变化、寄生电抗以及匹配元件和电路板的损耗。用于调谐的网络值为 L1 = 62nH、C8 = 100pF、C9 = 15pF、L2 = 39nH 和 C10 = 开路。

建立起点后，通过测量发射功率和PA电流作为频率的函数来指导调整。测量设置如图3所示。将固定晶体从板上移除;外部信号发生器通过阻断电容器连接到晶体引脚，以允许在大约11MHz至15MHz范围内调整频率（对于从352MHz到480MHz的发射RF）。来自发电机的峰峰值电压设置为约500mV。

图3.调整电路允许在~11MHz至15MHz范围内进行频率调整。

在每个频率下，测量发射功率和PA电流，并绘制结果。匹配网络中的元件值会发生变化（图1），直到在所需频率（在本例中为434MHz）附近达到优化的最小电流和最大功率。

图4.优化匹配网络可获得接近所需频率的最小电流和最大功率。

使用这种方法，给出最小PA电流和最大发射功率的匹配由以下分量值组成：L1 = 62nH;C8 = 100pF;C9 = 7.5pF;L2 = 51nH;和 C10 = 打开。

电流与频率的关系图（图5）显示了匹配网络中的每次变化如何将最小电流移动到不同的频率。434MHz 时最佳匹配的图表以黄色显示。请注意，由于元件和电路板寄生贡献，C9和L2的值发生了明显变化（从15pF和39nH）。

图5.发射机电流图显示了匹配网络中的变化如何改变最小电流。

接收器优化

优化ISM超外差接收机工作特性的基本步骤始于对接收机模块的系统评估。通常有四个模块可以提高性能：晶体振荡器电路、天线匹配电路、谐振电路和基带电路。

选择合适的晶体

与基于晶体的接收器和发射器相关的最常见挑战之一是正确调谐无线电的振荡电路。ISM无线电上的振荡器旨在使用具有特定负载电容的晶体工作（图6）。在某些ISM接收器中，晶体通常指定为3pF负载电容。这个低值不是晶体的常见规格。通常，出于成本或电源方面的考虑，客户尝试使用经过测试的负载电容为6pF、8pF、10pF或更高的晶体来设计系统。使用这些较大的负载电容晶体并不令人望而却步，但确实需要权衡，因为振荡器电路只会为晶体引脚提供指定的负载电容。例如，3pF负载将导致10pF指定晶体以明显高于预期的频率工作。为了补偿这种频率偏移，客户可以通过在电路中放置电容器来向晶体提供更大的负载。我们的经验建议将两个并联电容器接地，而不是并联排列，以提高灵活性和其他负载优势。这种“调整”负载的代价是，连接到电路的电容过多可能会导致振荡启动出现问题。

图6.基本晶体电路。

进行了调试测量，以研究上述参考设计中填充的晶体的振荡频率。为了执行此测试，使用R&S ZVL3频谱分析仪和“嗅探器”天线来探测晶体频率。该天线靠近晶体（或根据需要接触其中一根引线），以获得工作频率的估计值。该系统装有13.2256MHz晶体，该晶体具有指定的C®L8pF，但振荡器电路仅提供约3pF的负载。该系统的峰值测量频率为13.23049MHz，高达370ppm。这意味着工作频率为434.085MHz（32×13.23049 + 10.7），这使得预期的LO和载波频率比预期高165kHz。晶体振荡器的这种关频操作导致输入的ASK载波和相关边带被推到边缘，甚至超过IF滤波器的“拐点”。这会导致信号功率的不必要衰减。

为了进一步测试该频率误差的影响，测试了IF的通带。通过以频率扫描载波信号，并使用频谱分析仪在最大保持模式下监控中频滤波器输出，收集滤波器带宽图。标记M1放置在10.7MHz（IF滤波器的标称中心），增量标记D2放置在频率尖峰处，RF信号调谐至433.92MHz。当IF尖峰为M434时，信号发生器设置为085.1MHz，确认LO频率的偏移。图7所示的曲线显示，失谐会使载波降级约7dB。ASK解调所需的边带信息实际上会进一步衰减，并且由于滤波器曲线上的非线性位置而失真。

图7.中频滤波器带宽，最大保持扫描。

以下条目用于估算晶体在8pF时的额定负载电容：MAX7034 ISM接收器;C㩱= 1.8pF;C分流= 0pF;C爵士= 10000pF（交流短路）;f0= 13.2256兆赫;C0= 2.8pF;CL= 8.24pF;R1 = 60Ω;和 C1 = 11.1fF。使用这些值，拉动计算显示实际RF频率为434.0853MHz。然后，通过添加实验并联电容值，一对10pF电容将振荡频率调整回目标值，并且假设其他晶体值得到很好的估计，启动裕量将是可以接受的。负电阻计算为-291.5Ω，而R4为1Ω，R240为50 ×。这留下了大约-<>Ω的额外裕量。

作为提高演示LFRD014：电子管电机接收器参考设计模块灵敏度的首次尝试，在C10和C21处增加了两个22pF分流电容。得到的晶体振荡器频率被确认已经移动，现在工作在13.226MHz的校正频率。将RF发生器调整为以433.92MHz为中心后，在-107dBm处测量灵敏度。这种12.4dB的改进是由于本地振荡器参考频率的适当调谐。

匹配天线

调整接收器设计的下一步是测量天线阻抗。必须连接到天线馈电点（如果使用PCB走线天线）。在连接同轴电缆之前，需要将网络分析仪正确校准到柔性同轴电缆的末端作为端口扩展。网络分析仪应设置为适当的目标频率范围;端口 1 的功率输出应设置为合理水平 （-30dBm），以免过驱低噪声放大器 （LNA）。最后，可以进行 S11 测量，结果将显示在史密斯图上。

根据天线的外形尺寸、外壳和测试环境（人体影响、汽车中的进一步外壳等），可能难以获得可重复的测量结果。在本例中，天线的测量阻抗为205Ω - j39（图8A）。

图 8A 和 B. 接收器天线的测量阻抗（A，顶部）和匹配计算（B，底部）。

为了正确选择匹配网络的组件，还需要测量LNA的阻抗。为此，网络分析仪用于测量匹配网络另一侧设计的S11参数，以观察LNA电路。通常，放大器使用连接在LNA源极引脚和地之间的退化电感（图9）。当存在退化电感时，LNA输入阻抗看起来像一个50Ω电阻和一个2pF至2.5pF电容并联。（如果没有电感，输入阻抗看起来像一个500Ω至700Ω电阻和一个2pF至2.5pF电容并联。这些阻抗模型可用于为任何天线阻抗设计匹配网络。

图9.基本 ISM 接收器输入。

在本例中，测量结果的阻抗为 50 – j4Ω。使用免费的史密斯图表软件包 LLsmith1输入LNA偏置网络分量值100pF（C6）和56nH（L3），C4短路，C5开路，LNA输入阻抗反向计算为约50+j145Ω。

为了找到最终匹配的网络组件，软件可以提供填充接收器板的最佳值估计值（图 8B）。因此，使用“简单匹配向导”并输入起始阻抗205 + j39（天线阻抗的复共轭），结束阻抗50 – j145（LNA阻抗的复共轭），并使用集总低通，1段设置，LLsmith估计匹配的网络组件为（从LNA到天线）：

9.4pF串联电容器

3.2pF 并联电容器

32.3nH系列电感器

2.1pF串联电容器

调整油箱电路

优化接收器设计的下一步是确保LNA输出和混频器输入端的谐振电路能够很好地调谐到工作频率（图10）。这种片外电感-电容对提供了一个调谐的高阻抗电路，该电路将LNA电流输出转换为电压，而电压又被馈送到片内混频器。该电路很容易被电路板上的杂散电容误调谐。

图 10.接收器油箱电路。

确定谐振电路是否正确调谐的最佳方法是扫描输入频率，并在测量的谐振曲线上寻找峰值。可以使用RF发生器和频谱分析仪手动收集数据，但双端口网络分析仪（NA）是完成这项工作的最佳工具。激励来自通过天线馈电连接到LNA的网络分析仪（端口1）。使用连接到网络分析仪输入（端口 2）的嗅探器天线进行测量。这种未调谐的天线可以靠近谐振电路的电感器（图 11），它将拾取电路谐振频率下的辐射发射并提供 S21 测量。建议使用 -20dBm 或 -30dBm 的源功率设置，以避免 LNA 输入进入过驱状态。

图 11.嗅探油箱电路。

示例谐振电路的建议元件值是一个27nH电感并联，不带电容。这种方法只是允许PCB的寄生效应充当谐振电容元件。谐振电路的谐振频率可以通过以下公式计算：

ω02= （2πf0)2= 1/LC 或 f0= 1/（2π√LC）

本例的初始测量（图12）显示峰值谐振频率约为480MHz。在434MHz的目标频率下，系统从该峰值损失了10dB。

图 12.调谐前的油箱电路频率。

假设L5 = 27nH，可以使用相同的公式提取实际寄生电容，以计算C7的建议值。示例电路工作频率为480MHz，寄生电容CP，约为 4.07pF：

CP= 1/（（27nH）（2π480MHz）2)

给定目标谐振频率为434MHz，理想电容为4.98pF。因此，谐振电路所需的额外电容约为0.91pF：

C7 = 1/（（27nH）（2π434MHz）2） – 4.07pF

在C1位置增加一个0.7pF电容可提高本例的灵敏度。使用调整后的谐振电路，S21测量表明峰值非常接近434MHz的目标（图13）。

图 13.调谐油箱电路。

测量接收器增益

系统从LNA输入到混频器输出的增益用作接收器性能的临时检查。该参数是在示例接收器上通过提供幅度为-433dBm的92.50MHz输入载波信号来测量的。然后使用连接到频谱分析仪的高阻抗FET探头从MIXOUT线（陶瓷滤波器处）测量输出。在这种情况下，输入功率可以从发电机设置中记录下来，也可以在天线馈电上测量。在测量滤波器的输入和输出信号时，建议消除来自基带电路的任何数字噪声。通过在收集频谱分析仪图的同时将DSN线接地（有效地将切片器电平降至噪声以下），可以轻松实现这一点。

在本例中，天线馈电点处的输入信号测量为-49.9dBm。使用35×探头测量滤波器输入端的信号强度为-5.10dBm（测量功率下降20dB），这意味着实际输出为-15.5dBm。这些数字表明，从LNA到混频器输出的系统增益约为34.4dB。

优化基带

基带电路的目标数据速率（图14）应设计为转折频率为发射器预期最快数据速率的1.5倍。由于本示例系统的目标是1kbps NRZ，因此数据滤波器的转折频率为1.5kHz。5（建议使用曼彻斯特编码。更多信息请参见应用笔记3435：“用于无线电通信的曼彻斯特数据编码”。

要确定萨伦基巴特沃兹数据过滤器，请使用：

C13 （CDFFB） = 1/（141.4kπfC） = 1/（141.4kπ1.5k） = 1500.7pF

C12 （COPP） = 1.414/（400kπfC） = 1.414/（400kπ7.2k） = 750.1pF

图 14.接收器基带电路。

根据上述计算，示例电路中C1500选择13pF电容值，C750选择12pF电容值。RC电路的时间常数提供了一个平均过程，可进一步滤波数据输出以形成数据切片器比较器的阈值电压。该时间常数应设置为数据速率（10kHz）的位间隔约1×。选择起点R1 = 20kΩ，C17 = 0.47μF，只有大约1位间隔。

审核编辑：郭婷