用于手持设备的无线调制解调器电源

由于目前可用的RF功率放大器（PA）效率低下，将无线通信添加到手持计算设备中需要不同寻常的电源管理技术。一些通信协议允许突发传输技术和不传输时的关断（占空比控制），但在传输过程中，典型的PA效率不大于40%至60%。相比之下，手持设备中主电源的效率通常为90%至95%。

许多手持设备由一到四节不可充电碱性电池供电。其他需要与背光显示器相关的更高水平的瞬时功率的人使用NiMH甚至Li+电池实现了更长的使用寿命（充电之间或电池更换之间）。然而，无论电池类型和配置如何，如果系统要保持合理的使用寿命，无线通信所需的调制解调器、PA和无线电电路都需要额外的电池容量。

此类系统的典型特征是用于传输蜂窝数字分组数据（CDPD）的PCMCIA无线调制解调器。它可以插入手持式个人数字助理（PDA）或运行Windows CE的手持计算机，从3.3V电源消耗几百毫安的电流。PCMCIA卡通常包括一个辅助电池，以避免主机电池过度消耗。为了提供传输过程中所需的电涌，二次电池通常表现出当今流行的可充电化学品中的低等效串联电阻（ESR）。无线链路的实际功率主要取决于PA的发射功率和效率。

例如，无线数据通信链路的电源（包括备用电池）必须与工作电压为3.3V的主机手持系统接口（图1 - 注意适用于手持系统的微型封装：IC1采用16引脚QSOP封装，IC2采用8引脚μMAX）。二次电池为单节锂离子电池，充满电电压为4.1V至4.2V，2.9V以下残余能量很少。IC1将该电压转换为3.3V，IC2强制产生的备份电压在12mV （0.36%）以内跟踪主机电源。

图1.该电路为手持式仪器增加了无线调制解调器和功率放大器功能，以及适当的电源管理功能。

跟踪对于无线硬件和主机的正确配接至关重要。它确保双向数据和控制线达到有效的逻辑电平，并防止过大的电流从主电池流向调制解调器硬件，从二次电池流向主电池和电子设备。

电路工作原理如下。首先，在将调制解调器插入主机的PCMCIA插槽之前，请考虑调制解调器的状态。不应从二次电池获取任何能量或很少的能量，因此在这种情况下必须禁用调制解调器的电源。该次级电源的开/关控制线为IC2的/PG有效。由于断开调制解调器连接时，为IC2供电的主机不存在VHH，因此IC2断电。

由于其电源良好（/PG）输出（内部漏极开路n沟道MOSFET）在断电时提供高阻抗，因此仅吸收漏电流。虽然该/PG输出为高阻态，但两个电阻分压器（R6/R7，通常通过IC1内部的比较器监视次级电池电压，以及R3/R4，设置V。提高电平）通过在/ONB线路上充当上拉电阻来关断IC1。IC1的开关模式升压稳压器和低压差（LDO）稳压器在关断期间均被禁用。因此，当1μA漏电流通过分压器和1mA电流进入IC1时，关断期间的典型电池消耗仅为2μA。

考虑施加电源电压时的功率要求：如果PA必须产生0.6W且效率为50%，则需要1.2W的输入功率。如果它以50%占空比（发射和接收时间相等）工作，则进入PA的RMS功率为0.6W。在 3.3V 电源电压下，该负载吸收约 180mA 电流。如果调制解调器的其余部分从 40.3V 吸收 3mA 电流，则无线链路的总电源电流在 220.3V 时约为 3mA¹。

IC1升压稳压器可提供（在VBOOST） 来自 800.2V 电源的电流约为 7mA，来自几乎耗尽的 Li+ 电池 （1.2V 至 9.3V） 的电流约为 0A 或更多。即便如此，PA和其余调制解调器硬件仍由效率较低的内部LDO供电，其额定电流典型值为300mA，保证最小电流约为220mA。原因是噪声抑制。LDO在38kHz时提供约300dB的PSRR，使其在抑制V时的PWM开关噪声方面具有优势提高.通过放宽或消除对PA电源电压和相关RF辐射的后续噪声抑制需求，LDO的这种内置滤波器动作使其更容易通过FCC辐射要求。另一方面，效率下降约为8.3%。

VBOOST在3.3V附近跟踪VHH。二次电池充满电时的电压高于VBOOST，接近耗尽时的电压低于VBOOST，因此LDO和升压稳压器串联提供必要的降压/升压功能。SEPIC、反激式和正激式配置也可以实现降压/升压功能，但它们都需要笨重且昂贵的磁性存储元件（变压器），并且缺乏LDO提供的噪声抑制功能。在这方面，图1所示电路优于所有替代方案。

接下来，考虑将调制解调器卡插入主机的 PCMCIA 连接器时会发生什么情况。此操作在各个电路公共点（GND）之间以及所有双向数据和控制线之间建立电气连接。然后，主机可以使用 EN 线路启用或禁用调制解调器硬件。如果在硬件配接时此线路最初为低电平，则所有调制解调器硬件都将被禁用，并对LDO节点产生高阻抗。

IC2接通电源时，主机的V值呵呵电源（标称值为3.3V）通过连接器为C1充电，IC2的最小工作电压允许适当的上电，即使V。呵呵处于其范围的低端（低于标称值 10%）。一个内部 15μs 延迟允许 V呵呵在/PG输出变低之前建立（在V+端子处），通知主机调制解调器电路现在可以通过EN线启用。/PG上的低电平（虚拟地）也将两个电阻分压器接地，以便正确检测电池和升压调节电压。

当连接VHH时，当/PG变为低电平时，IC2将/ONB拉低，IC1开始通过L1穿梭能量，将VBOOST（通过来自R3/R4的反馈）提高到大约3.7V。最初，LDO稳压器被搁置。当VBOOST实现稳压时，它开启，当LDO输出高于2.3V时，IC1进入跟踪模式（它应该已经接近3.3V，因为VHH已通过R2对C2充电）。跟踪模式是IC1的一个特殊功能，它强制VBOOST至高于LDO电压的300mV，由OUT和TRACK之间的连接设置。300mV 裕量允许 LDO 保持稳压，同时提供所需的 PSRR，直至其最大输出电流额定值。由于跟踪模式会自动将升压电压强制到所需的最小值，因此LDO浪费的电池电量最小。

当IC1的FBLDO引脚承担内部基准电压（标称值为1.23V）时，LDO处于稳压状态。该FBLDO电压由通过R5的电流产生，该电流与通过R2的电流成正比。也就是说，IC2具有传递函数VOUT = gm（VSENSE）R5，其中VOUT是R5两端的电压，VSENSE是RS+和RS-端子（R2）两端的电压，gm = 10-2 mho。处于稳压状态时，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因此

VSENSE = VFBLDO/（gm*R5）.

在关系 VLDO = VHH + VSENSE 中替换 VSENSE，

VLDO = VHH + VFBLDO/（gm*R5）.

用图1电路的数值代入，

LDO = VHH + 1.23/（10-2*104） = VHH + 12.3mV。

将R5设置为10kΩ强制检测电压为12.3mV。知道了这一点，可以选择R2来编程从LDO流向V的电流量呵呵.例如，在R2 = 1kΩ时，该R2电流约为12μA。

IC2（高端电流检测放大器）的预期用途是使用低值高功率精密电流检测电阻器对高端电流进行精密测量。这种应用不同寻常，因为精度为10%的低功率电流检测电阻器很好（例如，1/16W表面贴装型）。我们不在乎有多少电流从LDO流向V。呵呵.我们只关心它仍然很小。

作为高值（1kΩ）检流电阻的一个优点，V短路或意外重负载线性分布器只能从主机通过R3吸收3.2mA左右的电流，这几乎不足以导致系统崩溃。R2不必大至1kΩ;IC2消耗约800mA电流，因此设置R2 = 12mV/800μA = 15W允许LDO节点（而不是主机）为IC2供电。

在另一种配置中，IC2的V+节点可以直接连接到LDO而不是VHH。然后IC2从LDO接收电源，但上电时除外，当电源来自VHH通过R2时。这种安排要求关闭PA和调制解调器硬件，从而向LDO提供高阻抗，与R2不形成明显的分压，并且R2足够小，以确保V+允许的最小电压以保证工作（3V）。例如，如果VHH = 3.6V或更高，则R2必须小于375Ω。该值确保IC2的0.8mA工作电流在VHH范围（3.6V - 10%）的低端下降不超过0.3V。

肖特基二极管（D2、D3）与R2并联可保护IC2免受RS+和RS-之间的过压影响。它们引入小的漏电流，但不会影响电路行为。与R5并联的电容器通过将LDO反馈节点上的高频噪声分流到地来确保平滑稳定的VLDO电压。如前所述，IC1包括一个具有非专用输入和输出的比较器。在该电路中，它监控二次电池电压，并在剩余能量接近维持通信链路的关键水平时向主机发出警报。

请注意，图1中的电路可以适应上述条件之外的一系列条件。例如，它与适合将无线调制解调器与手持设备配接的其他通信总线兼容。其中包括卡总线和新兴的通用串行总线（USB）。该电路还接受高达5V标称值的主机电源电压。为了提高效率，一些应用将PA直接连接到VBOOST而不是VLDO。在这种情况下，VBOOST不需要跟踪VLDO;电压可以通过独立的反馈电阻组单独控制。

IC1从1.1V开始，工作电压低至0.7V，因此即使是两节NiMH二次电池也适用于需要较低RF输出功率的升压应用。最后，IC1通常作为低噪声PWM稳压器工作在开关频率为~300kHz的重负载下。如有必要，您可以通过将其频率（通过 CLK/SEL 线路）同步到 200kHz 至 400kHz 范围内的外部源来控制该波形的谐波能量成分。对于辐射和传导能量相对较低的轻负载条件，您可以强制IC1（同样通过CLK / SEL线）进入脉冲频率调制（PFM）模式，以提供最高的效率和最长的电池寿命。

审核编辑：郭婷