直流到直流降压转换器教程和图表

开关电源提供比传统线性电源更高的效率。它们可以升压、降压和反转。某些设计可以将输出电压与输入隔离。本文概述了 DC-DC 转换中使用的不同类型的开关稳压器。它还回顾和比较了这些转换器的各种控制技术。

介绍

电源开关是实用开关稳压器的关键。在垂直金属氧化物半导体（VMOS）电源开关发明之前，开关电源通常不实用。

电感器的主要功能是限制通过电源开关的电流压摆率。该动作限制了仅受开关电阻限制的高峰值电流。在开关稳压器中使用电感器的主要优点是电感器存储能量。该能量可以用焦耳表示为电流的函数，下式：

E = 1/2 × L × I²

线性稳压器使用电阻压降来调节电压，以热量的形式损失功率（电压降乘以电流）。开关稳压器的电感确实具有压降和相关电流，但电流与电压异相90度。因此，能量被存储起来，并且可以在开关周期的放电阶段回收。这导致更高的效率和更少的热量。

什么是开关稳压器？

开关稳压器是使用电源开关、电感器和二极管将能量从输入传输到输出的电路。

开关电路的基本元件可以重新排列，形成降压转换器、升压转换器或逆变器（反激式）。这些设计分别如图1、2、3和4所示，其中图3和图4除变压器和二极管极性外相同。反馈和控制电路可以小心地嵌套在这些电路周围，以调节能量传输并在正常工作条件下保持恒定的输出。

图1.降压转换器拓扑。

图2.简单的升压转换器。

图3.反转拓扑。

图4.变压器反激式拓扑。

为什么使用开关稳压器？

与线性稳压器相比，开关稳压器具有三个主要优势。首先，开关效率可以好得多。其次，由于传输过程中的能量损失较少，因此需要更小的组件和更少的热管理。第三，电感器在开关稳压器中存储的能量可以转换为大于输入（升压）、负（逆变器）的输出电压，甚至可以通过变压器传输，以提供相对于输入的电气隔离（图 4）。

鉴于开关稳压器的优势，人们可能想知道线性稳压器可以在哪里使用？线性稳压器提供更低的噪声和更高的带宽;它们的简单性有时可以提供更便宜的解决方案。

诚然，开关稳压器存在缺点。它们可能很嘈杂，需要以控制回路的形式进行能量管理。幸运的是，这些控制问题的解决方案集成在现代开关模式控制器芯片中。

充电阶段

基本升压配置如图5所示。假设开关长时间开路，二极管两端的压降为负，则电容器两端的电压等于输入电压。当开关闭合时，输入电压，+V在，在电感两端施加，二极管阻止电容器放电+V外接地。由于输入电压为直流，流经电感的电流随时间线性上升，速率与输入电压除以电感成正比。

图5.充电阶段：当开关闭合时，电流通过电感器斜坡上升。

放电阶段

图6显示了放电阶段。当开关再次断开时，电感电流继续流入整流二极管，为输出充电。随着输出电压的上升，电流的斜率di/dt，尽管电感反转。输出电压上升，直到达到平衡或：

VL= L × di/dt

换句话说，电感电压越高，电感电流下降得越快。

图6.放电阶段：当开关断开时，电流通过整流二极管流向负载。

在稳态工作条件下，电感器在整个开关周期内的平均电压为零。这意味着通过电感器的平均电流也处于稳定状态。这是管理所有基于电感的开关拓扑的重要规则。更进一步，我们可以确定在给定的充电时间内，t上，并且给定的输入电压和电路处于平衡状态，存在特定的放电时间t关闭，用于输出电压。由于稳态下的平均电感电压必须等于零，因此我们可以计算升压电路：

VIN × tON = tOFF × VL
因为：

VOUT = VIN + VL
然后我们可以建立关系：

VOUT = VIN × （1 + tON/tOFF）
使用占空比 （D） 的关系：

tON/（tON + tOFF） = D
然后对于升压电路：

VOUT = VIN/（1-D）
对于降压电路，可以进行类似的推导：

VOUT = VIN × D
对于逆变电路（反激式）：

VOUT = 输入电压 × 深/（1-D）

控制技术

从升压、降压和反激（反激）的推导可以看出，改变占空比可以控制稳态输出相对于输入电压。这是管理所有基于电感的开关电路的关键概念。

电压模式脉宽调制

最常见的控制方法（如图7所示）是脉宽调制（PWM）。该方法取输出电压样本，并从基准电压中减去该样本，以建立小误差信号（V错误).将该误差信号与振荡器斜坡信号进行比较。比较器输出一个数字输出（PWM），用于操作电源开关。当电路输出电压发生变化时，V错误也会发生变化，从而导致比较器阈值发生变化。因此，输出脉冲宽度（PWM）也会发生变化。然后，该占空比变化移动输出电压，将误差信号降至零，从而完成控制环路。

图7.变化的误差信号产生脉宽调制开关信号。

图8所示为采用MAX1932升压拓扑结构的实用电路。该IC是一个集成控制器，带有板载可编程数模转换器（DAC）。DAC通过串行链路以数字方式设置输出电压。R5和R8形成一个分压器，用于计量输出电压。当DAC电压与基准电压（6.1V）相同时，R25实际上不在电路中。这是因为R6两端的电压为零，因此电流为零。当DAC输出为零（地）时，R6与R8有效并联。这两个条件分别对应于40V和90V的最小和最大输出调整范围。

图8.MAX1932提供带电压模式控制的集成升压电路。

接下来，从内部1.25V基准中减去分压器信号，然后放大。然后，该误差信号作为电流源输出到引脚8上。这与差分输入对一起构成跨导放大器。之所以采用这种布置，是因为误差放大器的输出是高阻抗（电流源），允许通过改变R7和C4来调节电路的增益。这种布置还提供了调整环路增益以获得可接受的稳定性裕量的能力。然后，引脚8上的误差信号被转发到比较器并输出以驱动电源开关。R1是一个检流电阻器，用于测量输出电流。当电流高得令人无法接受时，PWM电路关断，从而保护电路。

图7和图8中的开关类型（拓扑）被归类为电压模式控制器（VMC），因为反馈调节输出电压。为了进行分析，我们可以假设如果环路增益是无限大的，则理想电压源的输出阻抗为零。

电流模式脉宽调制

另一种常用的控制类型是电流模式控制（CMC）。该方法调节输出电流，在无限环路增益下，输出为高阻抗源。在CMC中，电流环路嵌套在较慢的电压环路中，如图9所示;斜坡由电感电流的斜率产生，并与误差信号进行比较。因此，当输出电压下降时，CMC为负载提供更多电流。CMC的优点是能够管理电感电流。在VMC中，电感电流不计量。这成为一个问题，因为电感器与输出滤波电容器一起形成谐振电路，谐振电路可能会振铃甚至引起振荡。电流模式控制检测电感电流以校正不一致。虽然很难实现，但精心挑选的补偿元件可以有效地抵消VCM中的这种谐振。

图 9.电流模式脉宽调制。

负载点 （POL） 升压稳压器

图10中的电路采用CMC和MAX668控制器。该升压电路与图7和图8类似，不同之处在于R1检测CMC的电感电流。R1和一些内部比较器提供电流限值。R5与C9一起滤除检测电阻上的开关噪声，以防止误触发电流限值。MAX668的内部限流门限是固定的;改变电阻R1可调整限流设置。电阻R2设置工作频率。MAX668为多功能集成电路，可提供宽范围的DC-DC转换。

MAX668的外部元件具有高额定电压，为大功率应用提供了更大的灵活性。

图 10.MAX668用于电流模式控制的升压电路。

对于低输入电压、需要较低功率的便携式应用，推荐使用MAX1760和MAX8627 （输出电流1A）。后一种器件使用内部FET，并通过使用FET的电阻来测量电感电流来检测电流（无需检测电阻）。

毫微功耗升压转换器

升压转换器广泛用于消费电子产品，以提高和稳定锂离子电池在负载下的下垂电压。物联网（IoT）是一个新的且不断增长的消费市场，这是一个基于“云”的无线互连设备网络，通常包括音频，视频，智能家居和可穿戴应用。物联网趋势与绿色能源（减少电力浪费和转向可再生能源形式的驱动力）相结合，要求小型设备长时间自主运行，同时消耗很少的电力。MAX17222毫微功耗同步升压转换器符合要求。MAX17222提供400mV至5.5V输入范围、0.5A峰值电感电流限值和输出电压，可通过单个标准1%电阻选择。新颖的真关机™模式产生的漏电流在纳安范围内，使其成为真正的毫微功耗器件！

图11给出了MAX17222在关断和静态电流方面的基本要素。

图 11.MAX17222关断和静态电流

真关断功能将输出与输入断开，无正向或反向电流，从而产生非常低的漏电流。输入静态电流（I秦MAX17222为0.5nA （启动后使能开路）和输出静态电流（I库特） 为 300nA。

降压稳压器

图12显示了Maxim快速PWM™架构的简化版本。为了分析该降压电路，我们从低于基准电压源定义的调节阈值的反馈信号开始。如果没有正向电流故障，则上计算DH导通时间的一次性定时器与DH一起立即打开。这 t上计算基于输出电压除以输入，输入近似于维持由常数K定义的固定开关频率所需的导通时间。一旦 t上一次性定时器已过期，DH 已关闭，DL 已打开。然后，如果电压仍低于调节阈值，DH会立即重新开启。这允许电感电流快速上升以满足负载要求。一旦达到与负载的平衡，平均电感电压必须为零。因此，我们计算：

图 12.Maxim快速PWM控制的简化框图。

tON × （VIN - VOUT） = tOFF × VOUT
重新 排列：

VOUT/（VIN - VOUT） = 开/关
在两边加 1 并收集术语：

VOUT/VIN = tON/（tON + tOFF）
因为占空比为 D：

tON/（tON + tOFF） = D
对于降压电路：

D = 输出电压/输入电压

与PWM相比，Maxim专有的Quick-PWM控制方法具有一定的优势。当输出电压降至稳压门限以下时，快速PWM控制会产生一个新的周期。因此，重瞬变迫使输出下降，立即触发新的导通周期。此操作会导致 100ns 负载阶跃响应。同样需要注意的是，与图1中的降压电路不同，图12使用MOSFET （Q2）代替二极管作为放电路径。这种设计降低了与二极管压降相关的损耗;MOSFET 沟道的导通电阻兼作电流检测。由于需要输出电压纹波来激励电路开关，因此需要具有一定ESR的输出滤波电容器来保持稳定性。Quick-PWM架构还可以通过将输入电压信号直接馈送到导通时间计算器来快速响应线路输入变化。其他方法必须等待输出电压下降或飙升后再采取行动，而这通常为时已晚。

DDR 内存电源降压控制器

快速PWM的实际应用如图13所示。MAX8632为集成DDR存储器电源。除快速PWM降压电路（VDDQ）外，MAX8632还集成了高速线性稳压器（VTT），用于管理DDR存储器系统中的总线瞬变。与开关稳压器相比，线性稳压器具有特定的优势：线性稳压器没有用于限制电流压摆率的电感器，因此非常快的电流压摆率可以为负载瞬变提供服务。较慢的电路需要大电容器来提供负载电流，直到电源可以增加电流以服务于负载。

图 13.MAX8632采用Maxim的Quick-PWM架构和线性稳压器，提供完整的DDR电源系统。该器件可用作主 GPU 或标准内核逻辑电源。

效率

开关稳压器最大的功率损耗因素之一是整流二极管。功耗只是正向压降乘以流过它的电流。硅二极管的反向恢复也会产生损耗。这些功率损耗会降低整体效率，需要散热器或风扇形式的热管理。

为了将这种损耗降至最低，开关稳压器可以使用具有相对较低的正向压降和良好反向恢复的肖特基二极管。但是，为了获得最大效率，您可以使用MOSFET开关代替二极管。这种设计被称为“同步整流器”（见图12、13和14）。当主开关闭合时，同步整流开关断开，反之亦然。为防止交叉传导（顶部和底部开关同时导通），开关方案必须先开后合。因此，在主开关打开和同步整流开关闭合之间的间隔内（死区时间），仍然需要二极管导通。当MOSFET用作同步开关时，电流通常反向流动（源极到漏极），这允许集成体二极管在死区时间内传导电流。当同步整流器开关闭合时，电流流过MOSFET沟道。由于功率MOSFET的沟道电阻非常低，整流二极管的标准正向压降可以降低到几毫伏。同步整流可以提供远高于90%的效率。

图 14.降压电路的同步整流。请注意集成的 MOSFET 体二极管。

跳频模式提高了轻负载效率

许多现代开关控制器提供的一项功能是跳频模式。跳频模式允许稳压器在不需要时跳跃周期，从而大大提高了轻负载下的效率。对于带有整流二极管的标准降压电路（图1），不启动新周期只会使电感电流或电感能量放电至零。此时，二极管阻止任何反向电感电流，电感两端的电压变为零。这称为“不连续模式”，如图 15 所示。在跳频模式下，当输出电压降至调节门限以下时，将启动一个新的周期。在跳频模式和不连续操作时，开关频率与负载电流成正比。不幸的是，同步整流器的情况要复杂一些。这是因为如果栅极保持导通，电感电流可能会在 MOSFET 开关中反转。MAX8632集成了一个比较器，当流过电感的电流反转并打开开关时，该比较器允许MOSFET的体二极管阻断反向电流。

图 15.在不连续模式下，电感完全放电，然后电感电压为零。

图16显示，跳跃模式提高了轻负载效率，但代价是噪声，因为开关频率不是固定的。强制PWM控制技术保持恒定的开关频率，并随着操作参数的变化而改变充电周期与放电周期的比率。由于开关频率是固定的，噪声频谱相对较窄，因此允许简单的低通或陷波滤波器技术大大降低峰峰值纹波电压。由于噪声可以放置在灵敏度较低的频段中，因此PWM在电信和其他关注噪声干扰的应用中很受欢迎。

图 16.带和不带跳跃模式的效率。

高功率负载点降压转换器

MOSFET功率开关现在与控制器集成在一起，形成单芯片方案，如图1945所示的MAX17电路。该芯片的底部有一个金属块，可带走芯片的热量，因此 28 引脚 TSSOP 封装可以耗散超过 1W 的功率，从而使电路能够为其负载提供超过 10W 的功率。采用 1MHz 开关频率时，输出电感和滤波电容器的尺寸可以减小，从而进一步节省宝贵的空间和元件数量。随着MOSFET功率开关技术的不断改进，开关模式性能也将随之提高，从而进一步降低成本、尺寸和热管理问题。

图 17.MAX1945为6A内部开关器件，器件数量少，占位面积小，节省电路板空间。

低功耗POL降压转换器

MAX1836/MAX1837高效降压转换器采用高达3V的电源电压提供预设的3.5V或24V输出电压。利用外部反馈电阻器，输出电压可在 1.25V 至 VIN 范围内调节。内部限流开关MOSFET可提供高达125mA （MAX1836）或250mA （MAX1837）的负载电流。独特的限流控制方案可在高达 100% 的占空比下工作，最大限度地降低了压差电压 （120mA 时为 100mV）。此外，该控制方案将轻负载下的电源电流减小至 12μA。 高开关频率允许使用纤巧的表面贴装电感器和输出电容器。MAX1836/MAX1837降压转换器具有内部开关MOSFET，采用6引脚SOT23和3mm x 3mm TDFN封装，非常适合低成本、低功耗、空间敏感型应用。

毫微功耗降压转换器

MAX3864xA/B是毫微功耗系列超低330nA静态电流降压DC-DC转换器，工作在1.8V至5.5V输入电压，支持高达175mA、350mA、700mA的负载电流，峰值效率高达96%。在停机模式中，只有 5nA 的关断电流。这些器件在整个负载范围内提供超低静态电流、小总解决方案尺寸和高效率。MAX3864xA/B非常适合电池寿命较长的电池应用。MAX3864xA/B系列采用独特的控制方案，在宽输出电流范围内提供超低静态电流和高效率。MAX3864xA/B器件采用节省空间的1.42mm x 0.89mm 6引脚晶圆级封装（WLP）（2x 3凸块，0.4mm间距）以及2mm x 2mm、6引脚μDFN封装。

总结

虽然开关技术更难实现，但在各种便携式和固定式设计中，开关电路几乎完全取代了线性电源。这是因为开关电路提供了更高的效率、更小的元件和更少的热管理问题。

审核编辑：郭婷