反激式电路中使用的超快速恢复二极管的选择

本应用笔记介绍了用户线路接口卡（SLIC）应用中高压反相反激式转换器的二极管选择过程和缓冲器设计。讨论了影响电路中开关瞬变的关键二极管参数，以及输出二极管缓冲电路的设计。

PC和电信市场的最新发展现在将电力电子开关频率从线路频率扩展到MHz范围。这一趋势导致了电子开关元件技术的发展，例如功率整流器和电源开关。在这些开关频率下，超快功率整流器性能非常重要。它要求二极管具有具有软恢复特性的低恢复电荷和具有快速导通的低正向压降。本应用笔记旨在讨论影响电路的二极管参数，以便设计出可靠的电源。

为了举例说明二极管参数对电路性能的影响，本应用笔记以使用MAX1856的反激式电路为例。第一部分简要介绍了此处用作示例的反激式电路。第二部分讨论影响电路中开关瞬变的重要二极管参数、输出二极管缓冲电路的设计以及整流器的导通、开关和反向阻断对整体功耗的贡献。快速整流器的制造商可能会列出第二部分中讨论的所有或部分参数。第三部分也是最后一部分讨论本电路中四种不同二极管的性能。这提供了一种评估应用电路中不同二极管性能的方法。本文最后期望未来通过进一步的技术发展带来性能的改进。

MAX1856反激式电路

MAX1856（图1）用于反激式配置，从12V输入为用户线路接口卡（SLIC）供电。-90V/0.32A输出用于振铃器功能，-30V/0.15A输出用于通话电池。

图1.SLIC电源原理图。

MAX1856电流模式PWM控制器采用反相反激式配置，产生SLIC电源所需的相对较高的负电压。PWM模式控制器使用固定频率电流模式操作，其中占空比由输入输出电压比和变压器匝数比决定。电流模式反馈环路调节峰值电感电流作为输出误差信号的函数。MAX1856采用低侧外部检测电阻（图1中的R1）来监测峰值电感电流。接通后，控制器立即将电流检测电路屏蔽 100ns，以最大限度地降低噪声灵敏度。此外，电流检测引脚（CS+）上的滤波器（图10中的R7和C1）可提高抗扰度。该时间常数应足够低，以免使电流检测信号失真。通常，最大R10-C7时间常数应小于1/10千控制环路正常工作的最小占空比。请参考MAX1856数据资料，了解该电路设计过程的指南。

变压器匝数比为1：2，2，2（见图1），次级绕组堆叠。这在标称输入电压下的最大占空比为 56%。变压器库柏电子CTX03-15220的初级电感约为4μH，漏感LLP80nH。假设所有初级绕组和次级绕组之间有理想的耦合，则换算成最大次级漏感LLS，约3μH。

变压器吞吐能力是工作频率以及铁芯和气隙有效体积的函数。为了使用EFD30内核（CTX20-03变压器）获得所需的15220W功率，MAX1856需要工作在最大频率（500kHz）。这种高开关频率要求变压器的次级侧有一个高速整流器。它应具有快速恢复和快速导通特性，正向压降低。非常快的二极管恢复会产生显著的辐射和传导噪声。如果感应电压过冲超过二极管的击穿电压，也会损坏二极管。但是，非常缓慢的恢复会增加功率损耗。整流器在-90V和0.32A输出时必须具有较高的反向击穿电压，以承受输出电压（90V），加上反射输入电压（6×12 = 72V），在这种情况下为162V。二极管的平均额定电流必须超过最大输出电流。要选择合适的二极管，必须首先列举重要的整流器特性。

二极管特性和缓冲器设计

本节首先简要讨论整流器特性，然后是缓冲器设计指南，最后讨论整流器的功耗。

二极管波形和特性

快速整流二极管使用p-i-n结构的某种变化。从传导状态到阻塞状态的转换需要有限的时间。这称为反向恢复时间 （tRR）的二极管。这可以进一步分为时间，t一个，用于在阻断电压之前去除载流子（通过二极管的电流在短时间内反转），并且时间，tb，在此期间，二极管电压以 dV 的变化率变为负R/dt.为了减少正向压降，增加注入意味着在二极管能够阻断电压之前，需要从固有区域去除更多的电荷。因此，这将对反向恢复时间产生不利影响。快速恢复整流器制造商通常会尝试为这两个要求找到最佳权衡。

下面的图2给出了快速恢复整流器的波形和恢复特性的定义。通过时间t期间大反向电流的流动来消除本征区域中存储的电荷一个.在这段时间结束时，结变得反向偏置。此时的反向电流定义为峰值反向恢复电流IRRM.I 的值RRM与通过过零dI的正向电流变化率成正比F/dt.

IRRM = (dIF/dt) × ta

然后反向电流通过复合以dI的速率减小R/dt 在时间 t 中b.反向恢复费用的金额由下式给出

QRR= （IRRM× 吨RR)/2

其中trr = ta + tb

某些整流器数据表可能会定义软度因数 S，其中

S = (ta/tb)

二极管电压现在以与dI成正比的速率变为负R/dt.在此二极管恢复期间，由于寄生电感L，电流变化将导致反向电压过冲LS在变压器次级中。峰值反向电压VRRM然后由

VRRM= LLS× dIR/dt

图2.反向恢复波形和定义。

如果峰值反向电压过大，可能会损坏开关整流器。此外，非常快的变化率会产生显着的辐射和传导噪声。但是，如果变化率太低，则反向恢复时间将增加，这将增加整流器在从导通状态到阻塞状态的转换期间的功耗，如下所述（参见整流器功耗部分）。

缓冲器设计

寄生二极管自电容CD然后由

CD = (IRRM × trr)/(2 × VRRM)

该寄生电容，CD，与寄生电感谐振，LLS，在变压器次级和电流检测信号和一般应用电路中引起噪声问题。为了抑制这种振铃，可以在图2中次级整流器（D1）的阴极使用RC缓冲器（缓冲器放置在该整流器上，因为该输出所需的输出功率最大）。缓冲器组件值 R5 和 C10 由下式给出（见图 1）

R5 = √(LLS/CD) and C10 = 3 × CD or C10 = 4 × CD

整流器功耗

最后，考虑了不同工作模式下整流器中的功耗。在开关导通期间，能量正在积聚并存储在变压器中。在此期间，整流器处于阻塞状态。阻塞状态下的损失可以表示为

PR = IR × VR × D

其中IR 是二极管中的反向漏电流，VR是二极管两端的反向电压，D是占空比。

在这段时间结束时，开关关闭，能量被传输到输出。二极管现在开始导通，二极管中的功耗为

PF = IF × VF × (1-D)

其中IF 是二极管和V中的正向电流F是二极管两端的正向压降。

在此周期结束时，二极管关断并进入阻塞状态。从导通状态过渡到阻塞状态期间的功耗由下式给出

Prec = VRRM × IRRM × 0.5 × f × tb

其中IRRM 为峰值反向恢复电流，VRRM是峰值反向电压，f是开关频率。

二极管选择

本文重点讨论为-90V/0.32A （D2）的次级输出选择二极管。假设次级器件的电流纹波为0.5A，则需要一个整流器，该整流器的额定正向电流至少为1A，用于90.0A输出时的-32V。如前所述，二极管必须能够承受至少162V的反向电压。然而，根据上面的讨论，反向阻断电压能力需要更高一些，以防止反向恢复期间由于电压过冲造成的损坏。因此，仅考虑具有至少200V反向阻断能力的整流器。下表1列出了所考虑的二极管和一些室温（TC= 25°C）参数。反向漏电流，IR,这些二极管为100μA（最坏情况），因此对于反向电压VR在162V时，整流器在阻塞状态下获得约9mW（占空比D=0.55）的功耗。同样，表115中考虑的整流器的正向功耗在180mW至1mW之间变化。

Vendor	Part#	VRV	IFA	VF at IF = 1A	trrns at IF = 1A; dIF/dt=50A/µs; VR=200V*
Central Semiconductor	CMR1U-02	200	1	1	50
Central Semiconductor	CMR1U-04	400	1	1.25	50
国际整流器	8ETU-04	400	8	0.8	60
Fairchild Semiconductor	ISL9R1560P2	600	15	0.8	60
注：*根据数据手册中指定的参数估算。

这些二极管用于图1的应用电路中，没有缓冲器，以便更好地测量所涉及的参数。在所有情况下，最大功率输出约30W的功率转换效率约为79%至80%。下表2给出了与四种不同二极管的反向恢复和30W输出功率的效率相关的参数。

Part#	VRRMV	IRRMA	tans	tbns	trrns	CDpF	Eff.%
CMR1U-02	320	0.9	30	40	70	98	79
CMR1U-04	400	0.85	20	60	80	85	79
8ETU-04	360	0.7	30	90	120	117	80
ISL9R1560P2	350	0.8	40	80	120	137	79

没有缓冲器的噪声导致波形抖动过大（>4%）。因此，在次级整流器 D2 上引入了 RC 缓冲器（图 1）。选择该缓冲器是为了抑制寄生谐振，还有助于在反向恢复期间箝位电压过冲。根据上一节中的讨论，计算缓冲器分量R3和C5的以下值（表10）（假设C10 = 3 × CD）。

部分#	CDpF	R5Ω	C10pF
CMR1U-02	98	175	294
CMR1U-04	85	188	255
8ETU-04	117	160	351
ISL9R1560P2	137	118	411

在所有情况下，这些值都非常接近。R5 = 150Ω 和 C10 = 330pF 的缓冲器可有效抑制振荡。如果缓冲电阻明显较大，则缓冲器将无法抑制寄生谐振电路的振荡。如果缓冲电阻明显小于表3中给出的值，则缓冲电容基本上出现在整流器电容上。电路欠阻尼，将在频率f下谐振RES1给出者

fRES1= √（2π × LLS× [CD+ C10]）

通过使用缓冲器，在所有情况下，抖动都降低到可以忽略不计的水平（< 2%）。图3显示了整流二极管D2（CMR1U-02，见图1）的阴极（参考GND）的电压波形，有和没有RC缓冲器。

图 3A.D2整流器阴极的电压，不带缓冲器。（CH1 = MAX8分机/引脚1856处的电压波形;CH2=整流器D2的阴极）。

图 3B.带缓冲器的D2整流阴极电压（R5=150Ω;C10=330 pF）。（CH1 = MAX8分机/引脚1856处的电压波形;CH2=整流器D2的阴极）。

“钳位”V 的值RRM和我RRM，表4列出了所有四种情况的开关参数和效率数字。

Part#	VRRMV	IRRMA	tans	tbns	trrns	CDpF	Eff.%
CMR1U-02	260	0.55	20	40	60	63	75
CMR1U-04	290	0.95	40	40	80	130	73
8ETU-04	260	0.45	30	90	120	104	74.5
ISL9R1560P2	270	0.6	40	80	120	133	73

额定电压为1V的中央半导体二极管CMR02U-200是该应用的最佳选择。这不仅强调了瞬态恢复时间的重要性，还强调了峰值反向恢复电流和峰值恢复电压的重要性。由于缓冲元件中的功率耗散，效率降低。但是，在电路中包含缓冲器后，系统更可靠。

综上所述，需要改进的主要领域是变压器漏感的降低和整流器的反向恢复电容。使用平面变压器可以改善变压器的漏感。在整流器技术开发领域，GaAs和SiC整流器都没有硅整流器中的反向恢复效应，是此类应用的理想选择。然而，这种商用器件的成本太高，无法证明它们在低成本应用中的使用是合理的，例如这里考虑的SLIC电源。