设计紧凑型电信电源-电子发烧友网

本应用笔记介绍了一款面向电信应用的紧凑型5W反激式高频开关转换器。讨论了设计过程的大多数方面：功率级选择和设计、变压器设计、磁芯尺寸计算、RCD 缓冲器设计、MOSFET 选择、输入和输出滤波器设计、频率补偿、功率损耗和效率计算以及布局和安全指南。

电信电源的额定工作电压范围很宽（36V至75V），但电路性能优化为48V。这种电路设计应紧凑、高效，并且外形小巧，以符合卡之间的紧密间距。本应用笔记讨论了基于MAX5 IC（通用离线电源控制器）的5021W电信反激式转换器。

电信系统包括许多线卡。与大功率背板并联连接，每个都有自己的输入滤波电容和低压电源转换器。大量并联输入滤波电容器将每个电容的值限制在几微法拉，使得电源设计相当困难。

MAX5021 IC为高频、电流模式PWM控制器，适用于宽输入范围、隔离式电信电源。它支持设计小型、高效的功率转换器电路。262kHz 的固定开关频率可控制开关损耗，同时允许使用中等小的功率组件。该 IC 具有欠压闭锁功能、大迟滞和低启动电流。这为具有宽输入电压范围和低输出功率的电源提供了低损耗设计。逐周期电流限制（通过快速内部比较器实现）减少了 MOSFET 和变压器的过度设计。其他特性包括最大占空比限制以及源电流和灌电流驱动的高峰值能力。参考设计（图 1）展示了输入电压范围为 5V 至 36V 的 72W 反激式转换器。

图1.该反激式转换器基于MAX5021 PWM控制器，用于电信应用，在5V时可提供5W功率。

功率级设计

设计电源的第一步是确定转换拓扑。拓扑选择标准包括输入电压范围、输出电压、初级和次级电路中的峰值电流、效率、外形尺寸和成本。

对于具有 5：1 输入电压范围和小尺寸的 2W 输出，最佳选择是反激式拓扑，其最少的元件数量可降低成本和外形尺寸。反激式变压器可以设计为在连续或不连续模式下运行。不连续模式使变压器铁芯在关断周期内完成其能量传输，连续模式允许在能量传输完成之前开始下一个周期。在本例中，选择不连续模式的原因如下：它最大化了磁性元件中的能量存储（从而减小了元件的尺寸）;它简化了补偿（无右半平面零点）;并且它产生更高的单位增益带宽。

不连续工作模式的缺点是初级和次级电路中的峰均电流比较高。较高的比率意味着更高的RMS电流，从而导致更高的损耗和更低的效率。对于低功耗转换，不连续模式的优点很容易超过缺点。此外，IC的驱动能力足以驱动承载这些峰值电流所需的大型开关MOSFET。在这种拓扑结构中使用MAX5021的电信应用，使用标准MOSFET可轻松实现15W的功率输出。

变压器设计

变压器低损耗和高效率的关键是合适的铁芯。铁芯和绕组面积乘积决定了变压器在可接受的温度升高下可以处理的功率量。在选择磁芯时，还考虑了拓扑结构（绕组中平均电流与RMS电流之比）、输出电流、效率和外形尺寸。下面将逐步说明非连续模式变压器的设计。注意，第一个公式是一般公式，第二个公式特定于MAX5021电源，温升为40°C。

估计最小面积产品要求，并选择具有合适外形尺寸的磁芯和线轴。

计算次级绕组电感，以保证在最短关断时间内放电。

计算初级绕组电感，以获得足够的能量来支持最大负载。

计算主节点中的匝数。

计算次级和偏置绕组中的匝数。

计算 AL核心的价值。

计算初级有效值电流，并估计次级有效值电流。

考虑正确的绕组顺序和变压器结构，以实现低泄漏。

1. 使用以下公式估算所需的最小面积积：

其中：
= 转换器的预期效率;
KP= 分配给主区域的面积（通常为 0.5）;
KT= RMS与初级平均电流之比（非连续反激式为0.55至0.65）;
KU= 窗口利用率（0.4 至 0.5）;
J = 电流密度（9.862x106上午/米2，绕组温升小于40°C）;和
BMAX= 以特斯拉为单位的最大工作磁通密度（在 0.12T 到 0.15T 之间使用）。

选择具有面积积（AP）等于或大于上述计算的数字，并注意其核心横截面积。有关输出功率与磁芯尺寸的关系，请参阅下表，AP和核心横截面积（Ae):

输出功率与磁芯尺寸的关系

表 1.

Output Power (W)	Core Size	AP (mm4)	Ae (mm2)
最多 2 个	EPC-10	30	9.4
3 到 4	EEM-12.7	90	12
5 到 8	EPC-13	145	12.5
9 到 12	EFD-15	216	13.5

（有关示例，请参阅附录。

2. 如前所述，不连续操作要求铁芯在关断周期内放电。次级电感决定了磁芯放电所需的时间。使用以下公式计算次级电感：

其中：
VD= 次级二极管正向压降（以伏特为单位）。
IOUT= 最大额定输出电流，单位为安培。

3. 初级电流的上升在导通周期期间在铁芯中产生能量，然后在关断周期内释放能量以提供输出功率。初级电感必须在导通时间内保持足够的能量，以支持最大输出功率。

4. 接下来，计算所需的初级匝数，以将最大磁通密度保持在初级端最大 V-s 积的限值内。最大工作峰值电流发生在最大占空比。

其中：
Ae= 核心截面积（平方米）。

5. 将初级匝数四舍五入到最接近的整数，并使用四舍五入的初级匝数计算次级和偏置绕组的匝数。请参考以下公式：

假设次级和偏置整流二极管的正向偏置压降分别为0.2V和0.7V。请参阅二极管制造商的数据手册以验证这些数字。同样，将次级绕组和偏置绕组的匝数四舍五入到最接近的整数。

6. 核心的 AL值取决于磁路长度中的气隙。在MOSFET导通期间，大部分能量存储在气隙中。为了减少电磁辐射，请将气隙插入磁芯的中心支腿。

7. 变压器制造商必须知道初级、次级和偏置绕组中的 RMS 电流，以确定导线的粗细。为了控制趋肤效应损失，建议仅使用细于 28AWG 的电线。可以使用多根并联的电线来达到所需的铜厚度。多丝绕组在高频转换器中非常常见。初级和次级绕组中的最大RMS电流发生在50%占空比（最小输入电压）和最大输出功率下。使用以下公式计算初级和次级RMS电流：

偏置电流通常小于10mA，因此导线粗细的选择更多地取决于绕线的便利性，而不是其电流容量。

8. 绕组技术和时序对于在开关关断时实现较低的漏感尖峰非常重要。例如，将次级交错在两个初级半部分之间，并使偏置绕组靠近次级，因此偏置电压跟随输出电压。

场效应管选择

MOSFET 的选择标准包括最大漏极电压、初级端的峰值/RMS 电流以及封装的最大允许功耗（不超过结温限值）。MOSFET 漏极处的电压是输入电压、通过变压器匝数比反射的次级电压和漏感尖峰之和。（图2说明了漏极电压和初级电流之间的关系。MOSFET 的绝对最大值 VDS额定值必须高于最坏情况下的漏极电压（最大输入电压和输出负载）。

图2.示波器照片显示了图1在V下工作的电路在= 36V， V外= 5V，和I外= 1A。开关 MOSFET （Q1）的漏极电压（上迹线）为 50V/div，初级电流（下迹线）为 0.65A/div。

较低的VDS绝对最大额定值意味着通道更短，R 更低DS（ON）、更低的栅极电荷和更小的封装。因此，建议保留 VDS（最大）通过选择较低的 N 来降低P/NS比率，并控制漏感尖峰。电阻/电容/二极管（RCD）缓冲器网络可以抑制这种尖峰。

初级器件中的均方根电流可用于计算 MOSFET 中的直流损耗。MOSFET 中的开关损耗取决于工作频率、总栅极电荷和关断期间的交叉传导损耗。导通期间的交叉传导损耗可以忽略不计，因为在非连续导通模式下，初级电流从零开始。为避免在上电和故障条件下损坏，可能需要降低 MOSFET 的额定值。使用以下公式估算 MOSFET 的功耗：

其中：
QG = MOSFET 的总栅极电荷，单位为库仑;
VCC = 以伏特为单位的偏置电压;
tOFF = 关闭时间（以秒为单位）;
cDS = 漏源电容，单位为法拉。

RCD缓冲网络设计

避免过多的 VDS对于MOSFET的要求，我们建议在初级端使用RCD缓冲器来抑制由漏感中的能量引起的尖峰。缓冲器耗散的能量本来会在MOSFET本身中消散。缓冲电容的值应足够高，以吸收漏感能量，而不允许MOSFET漏极电压上升到可接受的限值。使用以下公式计算该电容：

其中：
LL = 漏感，应由变压器供应商指定。（1μH至3μH的值对于所讨论的变压器很常见。
VSPIKE = 尖峰电压，典型值为 30V 至 50V。
IPK = 峰值初级电流，在本例中（对于最坏情况下的尖峰）等于限流阈值除以 RSENSE。

二极管必须是快速开关类型，反向阻断电压至少等于VDS（最大）场效应管的额定值。选择电阻器时，RC时间常数为开关周期的2至3倍。电阻中的功耗是漏感能量乘以频率之和，加上电容两端直流偏置引起的功率损耗。通过以下公式估算电阻的功耗：

其中：
D最低= 最小占空比 = D.MAX/2.（建议片式电阻器降额 50%。

输入滤波器设计

输入滤波器降低了转换器电流脉冲中交流分量的幅度，从而使转换器在电源中显示为直流负载。该滤波器的设计参数包括RMS纹波电流能力、输入电压和反射回源的交流元件的允许电平。

由于非连续模式反激式转换器在每个周期内都会通过电容器ESR吸收峰值三角电流，因此需要大型铝电解电容器来实现其低ESR和高纹波电流额定值。不幸的是，对于分布式电源系统，并联转换器的输入滤波器电容加在一起，可能会在启动时产生不可接受的浪涌电流。作为替代方案，您可以使用陶瓷电容器来实现低 ESR 和高纹波电流额定值，同时保持较低的总电容。

输入峰峰值纹波电压是电容ESR（ΔV）引起的压降的组合红沉降率）和电容器的电荷损耗（ΔVC).对于低ESR陶瓷电容器，分别使用电荷损耗和ESR纹波的3：1贡献，并使用以下公式估算电容器的电容和ESR：

选择能够在不增加内部温度的情况下处理必要的 RMS 纹波的电容器（图 3）。使用以下公式估算输入电容中的RMS纹波：

图3.示波器照片显示了图1在V下工作的电路在= 72V， V外= 5V，和I外= 1A。该电路的输入电压纹波为500mV/div（下迹线），漏极电压为50V/div（上迹线）。

输出滤波器设计

所需的输出电容取决于负载端可接受的峰峰值纹波水平。反激式转换器的输出电容支持开关导通期间的负载电流。变压器次级通过在关断周期期间对铁芯放电来补充这些损失的电荷，同时提供负载电流。同样，输出纹波是输出电容的ESR（ΔV）引起的压降之和红沉降率），以及电荷损耗（ΔVC）在开关导通时间内。MAX5021的高开关频率降低了对电容的要求。使用低ESR钽电容器，因为它们具有电容和ESR的有利组合，并使用以下公式计算电容和ESR：

其中：
D关闭是放电占空比，使用以下公式计算方程：

额外的噪声尖峰会影响输出纹波，这是由流过输出电容ESL的次级电流的di/dt引起的。小型LC滤波器可以抑制这些低能量尖峰，并且还有助于衰减开关频率纹波。为了尽量减少滤波器对缺相的影响并确保它不会干扰补偿，应将其转折频率设计为与估计闭环带宽相差十倍频程以上。图4显示了使用和不使用LC滤波器的峰峰值纹波波形。使用1μF至10μF的低ESR陶瓷电容器，并使用以下公式计算电感：

其中：
FC= 估计的闭环带宽。

图4.示波器照片显示了图1在V下工作的电路在= 72V， V外= 5V，和I外= 1A。该电路使用LC滤波器（下部迹线为100mV/div）的输出电压纹波小于不使用LC滤波器（上迹线为200mV/div）。

功率损耗注意事项

高频开关转换器可能非常有损耗，因为开关损耗只会增加直流损耗。必须仔细选择元件，以将开关损耗保持在最低水平。MAX5021设计工作在足够高的频率，以减小无源元件的尺寸，同时将开关损耗降至最低。MAX5021具有低启动电流和低静态工作电流，使控制电路的功率损耗降至最低。为了进一步降低开关损耗并实现更高的转换器效率，请使用具有低栅极电荷和低栅极-漏极电容的MOSFET，并平衡MOSFET的直流和开关功率损耗。参见转换器效率与输出电流的关系图（图 5），并使用以下公式计算 MOSFET 中的直流和开关损耗：

其中：
QG = MOSFET 的总栅极电荷，单位为纳库仑;
VCC = VCC上的电压（MAX5021引脚4）;
tf = 关闭时间（以秒为单位）;
VD = 关断时的漏极电压，单位为伏特;
fSW = 开关频率（262kHz）;
iPK = 初级峰值电流，单位为安培。

图5.该图显示了图1所示电路的效率与输出电流曲线。

在次级中使用肖特基二极管以实现低VDS和低反向恢复损失。使用以下公式计算次级二极管中的直流损耗，同时忽略开关引起的反向恢复损耗：

其中：
VFB = ISPK/2 次级二极管的正向压降，单位为伏特。

通过将次级夹在初级的两半之间，可以减少初级和次级之间的变压器漏感。使用多丝缠绕结构，以减少趋肤效应损失。

频率补偿

由于不连续反激式转换器中没有右半平面（RHP）零点，因此将闭环频率补偿简化为单极点-零点对。RHP零点的位置不会产生带宽限制。环路通过MAX5021内部的并联稳压器、光耦合器和PWM比较器闭合。误差放大器的极点和零点的位置由现有的PWM增益、输出滤波器极点和ESR零点频率决定。使用以下公式计算电流模式转换器的PWM增益、输出电容滤波器极点和输出电容的ESR零点：

电容滤波极（fP):

电容 ESR 零点（fz):

其中：
RL= 负载电阻;
CTR = 光耦合器的传流比;
Ro = 初级路径中的检流电阻;和
CO= 输出滤波电容。

总环路增益等于PWM增益（A脉宽调制）乘以分压器和误差放大器（并联稳压器）的增益。可用的最坏情况相位裕量（PM）发生在满负载时。

组合误差放大器、光耦合器和PWM的响应过于复杂，无法通过分析估算。因此，您应该使用现有的补偿网络绘制从控制到输出的闭环传递函数的波特图。然后将零点和极点放置在适当的位置，以便在交越频率处获得最大的“相位凸起”。为了保持-1的增益斜率以远高于交越频率，请将误差放大器极点置于ESR零点位置。使用以下公式计算零点（f泽）和极点（f体育）的误差放大器：