小型高压升压转换器

雪崩光电二极管 （APD）、压电换能器 （PZT）、真空荧光显示器 （VFD） 和微机电系统 （MEMS） 的偏置需要高压电源。本应用笔记介绍了三种拓扑结构（图1a、1b和1c），用于从低输入电压产生高输出电压。讨论了每种方法的优缺点，重点是功率密度和电路尺寸。应用笔记的末尾介绍了对比基于变压器和电感的解决方案的实验数据。

图 1a-1c。这些高压 DC-DC 转换器采用三种拓扑结构，用于从低输入电压产生高输出电压。

许多APD应用（75V）所需的高压偏置来自3V电源。该要求带来了以下挑战：

高压 MOSFET 通常不能在低 3V 栅极驱动下工作。

高压MOSFET的漏源电容较大，需要电感中的能量才能将漏极压摆至输出电压。由此产生的损耗高达 1/2 f开关×CDSV外2.

高压MOSFET比低压MOSFET更大、更昂贵。高压功率MOSFET很少出现在开关控制器IC中。

极端占空比会导致低效的短关断时间或低开关频率。较低的开关频率会导致较高的纹波，并且需要更大的磁性元件。

图1c电路通过使用自耦变压器解决了这些挑战。MOSFET上的峰值电压降低，允许使用MAX1605，其内部MOSFET为28V。完整的布局（小于 8 引脚 DIP）适合 6mm × 8.5mm 双面板（图 2）。

图2.6mm × 8.5mm DC-DC转换器利用MAX2将5.75V转换为1605V。图中显示了电路的正面和背面布局。

操作理论

标准升压和反激式DC-DC转换器可以合并，形成图1c的混合拓扑。由此产生的合并拓扑将次级绕组反激式电压堆叠在输入电压和初级绕组反激电压之上（标准反激式转换器仅利用次级侧产生的反激电压）。与标准升压转换器相比，这种拓扑通过限制LX处的电压，从较低电压的MOSFET产生更高的输出电压。

变压器具有以下优点：

可达到的输出电压更高

更低的工作占空比

MOSFET 上的电压更低

当变压器在不连续模式下工作时，MOSFET中的峰值电流恒定，也会产生以下优点：

开关频率越高，输出纹波越低

更高的频率纹波

更小的磁性元件

MAX1605和许多其他升压转换器可用于这种拓扑结构。最大输出电压受变压器匝数比、变压器和二极管额定电压、MOSFET 的额定电压和漏极电容以及二极管的反向恢复时间的限制。

标准升压

标准升压转换器如图1a所示。当 MOSFET 导通时，电感电流斜坡上升。当 MOSFET 关闭时，LX 飞升至 V外+ VD，电感电流逐渐减小。直观地说，如果电感花费1/n的时间向输出提供能量，则输出电压（V外） 是输入电压 （V 的 n 倍）在），因此可以生成以下等式：

其中 D 是占空比。使用图 3 可以找到更具分析性的证明。这种证明的关键在于稳态操作，对于稳态操作，电流必须以与上升相同的量下降：

图3.对图1a电路的电感电流的分析可用于确定其占空比。

因此，最终电感电流等于初始电感电流：

通过将变压器次级绕组的左侧连接到V，可以使图1b的电路等效于图1a的电路在并将匝数比设置为 1。次级侧二极管可以反射到初级侧，使反激式转换器和升压转换器之间的关系更容易被感知。

大于 1：1 的匝数比通过允许更高的输出电压和更少的极端占空比来提供杠杆作用。或者，变压器的节点1可以连接到任何电源，从而能够利用该电源。由于LX在关断周期期间飞升，因此通过将节点1连接到LX可以获得额外的电压阶跃，如图1c所示。该连接还有助于捕获一些泄漏能量，否则这些泄漏能量将从变压器的初级侧倾倒到 MOSFET，从而在 MOSFET 的漏极处产生短的高压尖峰。如果电压尖峰高于MOSFET的电压容差，则需要缓冲电路来耗散漏能。

在图1b中，LX短路至地，允许初级侧电流像电感一样斜坡上升。没有电流流过变压器的次级侧，二极管反向偏置，因为

因为图1c的次级侧从不独立作用。虽然是非常规的，但N的这个定义更适合图1c。

图4显示了图1c的初级侧电流波形。对于输出超过输入电压两倍的升压转换器，关断时间对效率的影响大于导通时间。假设（对于类似的升压转换器）通过最小化电感（L英国夏令时），这也将元件尺寸最小化到进一步减小会导致不希望的效率损失的程度。然后，选择图4变压器的总电感为N倍。因为初级侧电流从I开始斜坡下降PK/N 而不是 IPK，初级电感必须大N倍才能保持相同的关断时间。

图4.图1c电路的初级侧变压器电流分析可用于确定其占空比。

初级侧电感为：

其中 LSO是自耦变压器的总电感 自 L英国夏令时为 N2小于LSO和 LSO比 L 大 N 倍英国夏令时， LP是 L英国夏令时/N.因此，初级侧的斜坡比简单的升压转换器快。

对于稳态，从图 4 可以清楚地看出：

其中 ΔI向上是初级侧电流和ΔI的上升阶梯下是向下的一步。ΔI向上和 ΔI下可以按如下方式计算：

和

所以

求解VOUT/VIN收益 率：

图 3 和图 4 均按比例绘制，并且具有相同的关断时间（设置为某个最佳最小值）。图3和图4中的阴影区域表示输送到负载的能量，每个脉冲的能量与这些区域的面积成正比。该能量也可以从表达式 1/2 L × I 计算得出2（请注意，图 4 中的 L 大 N 倍，I 小 N 倍）。由于图1c电路每脉冲提供的能量较少，纹波小N倍。因此，变压器不仅利用输出电压;它还利用输出纹波下降。

图1c的拓扑结构每个脉冲提供的能量较少，但通过提供更多的脉冲进行补偿，如图4所示。图1c需要N倍大的电感，但饱和电流可以小N倍，因为初级侧和次级侧只能看到IPK/N 同时具有相同的电流。带 I坐变压器的储能能力小N倍，电感大N倍，其储能能力也可能小N倍。变压器尺寸是其储能能力的函数，因此理论上您可以使用物理上小N倍的变压器。实际上，可实现的规模是由市场限制决定的。

输出纹波

对于不连续导通，任一转换器的输出纹波都可以通过将电感或变压器中的能量变化等同于关断周期期间输出电容器的能量变化来计算。由于电感/变压器在周期结束时的能量为零，因此空载纹波的计算公式为：

对于升压转换器，L = LBST 和 I = IPK。对于图1c的电路，L = LBST × N，I = IPK/N，因此：

其中ΔVOUTA是升压配置的输出纹波，ΔVOUTC是图1c电路的输出纹波。对于升压配置，图1c中的纹波是升压配置的1/N，开关频率高N倍。

图5比较了图1a和1c电路的纹波，当两个电路设计为相同的关断时间时。由于变压器电路中的占空比归一化（接近50“），因此控制器可以在相同的关断时间内以高N倍的频率工作。

图5.该图对比了图1a电路与图1c电路产生的纹波，假设两者都针对可接受的最小关断时间进行了优化。

效率考虑因素

在变压器拓扑中需要考虑三个主要的效率损耗。变压器/电感器直流电阻与开关电阻相结合，产生的损耗与峰值电流的平方成正比。变压器漏感会产生损耗，因为变压器能量没有完全耦合到输出端。当二极管快速且严重反向偏置时（当MOSFET导通时），二极管中的任何延迟（反向恢复时间，tRR） 也可能造成重大损失。

开关和变压器初级侧直流电阻引起的效率损失百分比与负载无关，近似为：

其中 ER_LOSS是每个脉冲电阻引起的能量损失，E交付是每个脉冲传递的能量。通过对初级侧电阻功率耗散进行积分，大占空比的电阻效率损失可以近似为：

其中D是以百分比表示的占空比，R是开关电阻和初级侧电阻之和。对于非连续模式下的工作，相同的公式适用于图1a或1c的电路。漏感引起的效率损失近似为：

其中 L渗漏是初级侧的总漏感。匝数比较高的变压器提供更大的漏感、更高的频率，并且每个脉冲提供更低的能量，因此效率低下的根源变得更加重要。

变压器选择

由于现成变压器的选择范围比等效电感器窄得多，因此变压器的成本通常高于等效能量和能量密度的电感器。变压器的客户群较小，但可能的变压器配置集比相应的电感器配置要大得多。因此，通常需要基于定制变压器的磁性设计。

指定自耦变压器时，请考虑等效电感。例如，东光提供以下电感器：

D32FU 680 μH， 74mA， 20Ω， 3.5mm × 3.5mm × 2.2mm.

要求端到端特性相似的自耦变压器是合理的。对于匝数比为1：9的变压器，初级侧额定值为6.8 μH、740mA和2Ω。该电感额定值基于 N 的值2（其中 N 是总匝数除以初级侧匝数）。对于 1：9 的匝数比，总共必须有 10 圈的倍数。N = 10 必须用于前面的计算。饱和电流与N成反比，电阻与N成正比。

有时，热限制不允许最大额定电流调整 N。此外，有限的产品选择可能会阻止您从理想的起点开始。在与定制变压器供应商讨论可能性时，此分析提供了一个起点和不错的优势。当绕组为自耦变压器时，等效磁性元件需要更少的空间（较小的接线腔），因为较低的电流允许次级侧的电线更细。然而，额外的制造成本通常会禁止这种方法。

应用

图6所示电路产生75V的APD偏置。由于变压器降低了开关上的电压应力，因此可以使用小型6引脚SOT23器件，如MAX1605。该 IC 中的 28V、500mA MOSFET 绰绰有余，因为它只能看到 V 的峰值电压在+ （V外- 五在）/N = 17V。匝数比越高，电路可以处理更高的电压。

图6.该电路的布局如图2所示，用于从75.2V产生5V电压。

图7所示为MAX1605最大输出电流（测量的典型值，控制器失压5“）与输出电压和输入电压的函数关系。

图7.该最大负载与输出电压的关系图说明了图6所示电路提供的最大负载。

图1c电路的输出纹波可计算如下：

其中 LP是初级侧电感，IPK为峰值初级侧电流 （500mA），C外是输出电容 （0.47μF） 和 V外是输出电压。对于 75V 输出，纹波为 16mVQ-1.产生如此低纹波的低电感在图1a所示的直接升压配置中通常效率不高。

甚至 16mVQ-1纹波对于许多应用来说不够小。为了偏置APD，高纹波是不可接受的，因为它直接耦合到信号中。此类应用可以在电源之后使用RC或LC滤波器，但RC滤波器中的电阻会产生负载调节误差。典型负载电流很小，但纹波滤波器可能需要大电阻。

在100V时，高电容值需要电路板空间，因此滤波器主要由电阻组成。对于相同的截止频率（使用相同的电阻和电容），使用图8所示电路可将负载调节误差降低β倍。虽然是固定的V是相反，引入了drop，该方法大大降低了V的依赖性外加载时。为了在相同负载调整率下实现更大的纹波降低，可以使用大β倍的滤波电阻。

图8.滤波器进一步降低了纹波。

实验比较、电感器和变压器方法

为了公平比较高压转换器中的电感器与变压器，选择了具有以下特性的开关转换器：

外部场效应管

可调开关频率

可调电流限制

提供评估套件

MAX668电流模式控制器满足这些标准，同时无需前馈电容。图9所示电路允许通过将变压器换成电感和交换MOSFET来比较性能。

图9.该电路可用于提供更高的功率和更高的输出电压。

MAX668包括一个MOSFET驱动器，可以有效地驱动IRF48 MOSFET的7401nC栅极电荷。通过以下元件，构成基于电感器的150V升压转换器。以下元件与MAX668评估板配合使用：

电感器： 线艺 DO1813P-472HC 4.7μH， 2.6A 0.054Ω 感应器

超快二极管：ES1D 200V 15ns 反向恢复时间

场效应管： IRF640NS 200V 0.15Ω QG= 67nC， C开放源码软件= 185pF，通过 2.5V 栅极驱动提供超过 5A 的电流

检测电阻：50mΩ检测电阻

连接在FB端子和电压源之间的另一个电阻允许该源通过向FB端子吸收或拉出电流来调节输出电压。然后，您可以将输出电压调节至 150V，将输入电压调节至 6V。

对于基于电感的解决方案，最大负载电流在18V （150.2W）时为7mA。峰值效率 （65“） 出现在最大负载时，静态（空载）电流为 91mA（采用 6V 电源）。电感电路中的静态电流损耗是由二极管的反向恢复时间和MOSFET的漏极电容引起的。这些效果如图 10 所示。

图 10.示波器照片（左）展示了ES1D二极管15ns反向恢复时间的影响。波形的缩放（右）显示电感电流实际上呈负斜坡上升，因为二极管无法及时关断。

基于变压器的方法（图11）是通过使用图1c的拓扑结构将电感更换为以下变压器来实现的：

墨田 CMD-8LN 6313-T036，
LP= 5.6μH，IP= 2.3A， NP：NS = 1：9，
RP= 0.5Ω

图 11.开关波形显示了MAX668电路（图150所示的9V升压DC-DC转换器）基于变压器的方法。

使用匝数比为1：9的变压器只需要22V MOSFET，但实际应用将使用30V MOSFET（而不是200V MOSFET）作为变压器电路。然而，效率为77“，同时在25V （5.150W）时提供3.8mA。峰值效率为 88“ （15mA），空载电源电流总计仅为 1.8mA。

将 200V MOSFET 与变压器一起使用，可以实现更高的电压。理论上，200V MOSFET和1：9变压器的输出电压可以高达2kV，但实际上变压器绕组无法承受如此高的电压。然而，更大的问题是获得具有快速反向恢复时间的>1kV二极管。对于较慢的反向恢复时间，必须降低开关速度。

替代中央半导体的 400V CMR1U-04 二极管（50ns tRR） 和 ES1D 二极管和改变输出电容允许电路产生高达 400V 的输出。ES1D二极管不能可靠地产生大于346V的输出，因为它的阳极达到-9 × V在当 MOSFET 导通时。配置为 V外= 330V，电路在9“效率下能够产生6.3mA （1.60W），在66mA时峰值效率为4”。

如前所述，30V MOSFET对于150V输出更合乎逻辑。IRF640NS 被逻辑电平 IRF7811W （30V， 0.012Ω， QG= 18nC， CDSS= 500pF）。电阻急剧下降（从0.15Ω降至0.012Ω），但效率改善很小。当在25V时提供7.150mA的最大负载时，效率为82.3“（相对于77”）。15.5mA 时的峰值效率为 88”。效率结果总结于图12中。

图 12.该效率与负载关系图比较和对比了基于变压器的升压型 DC-DC 转换器与基于电感器的升压型 DC-DC 转换器。使用变压器可大大提高最大负载、静态电流和效率。

效率的微不足道的提高意味着两件事。初级损耗在变压器中（电阻损耗和漏能），容性损耗在MOSFET中。显性损耗与变压器的初级侧电阻有关，约为0.5Ω。您可以扩展此系统以提供更高的功率。例如，为 I 指定的另一个自定义转换器普萨特= 5A 和升P= 1.7 μH 应提供两倍以上的功率。

因此，除了使用更小、更便宜、更高效的IRF7811W MOSFET外，变压器升压转换器还可以在较低的输入电压下工作。变压器杠杆可以提高功率密度和效率，减少纹波，并允许使用更小、更便宜，有时甚至是内部 MOSFET。应用变压器杠杆的成本主要是由于市场限制。当尺寸和功率密度是高优先级时，请考虑使用变压器。

审核编辑：郭婷