48V热插拔解决方案可确保对输入电压瞬变的抗扰度

提供分步说明，说明使用MAX5900/MAX5901 -48V热插拔控制器选择合适的外部元件，为电信线卡设计热插拔方案。该解决方案提供浪涌电流限制控制、对输入电压瞬变的抗扰度和短路保护。

热插拔控制器提供的基本功能是限制浪涌电流、减少连接器上的大电流应力以及消除卡插入热背板时的系统电源毛刺，但不提供大输入电压瞬变保护。本应用笔记介绍如何选择热插拔控制器的外设元件，以确保在面对36V输入瞬变和输出短路时正常工作和电路存活。

图1显示了典型的电信系统配电配置。前端提供EMI滤波、瞬态电压抑制和与输入电压源的连接。然后，调节电源被路由到安装线卡的背板插座。但是，电池更换行为可能导致-36V总线上高达48V的步进。

图1.典型的电信系统配电配置。

热插拔控制器本身提供正常的功能，限制热插拔时插件卡上大容量电容器的浪涌电流充电，防止卡安装时系统背板毛刺，减少连接器上的大电流应力。许多热插拔控制器还包含断路器功能，可在存在预设过载电流的情况下触发。对于可能发生大阶跃输入电压瞬变的电信应用，当大输入瞬变对卡上大容量电容器充电时，断路器功能可以断开卡，因此断路器功能无法安全使用。

图2所示为一个简单的电信热插拔控制器电路，使用MAX5900NN提供正常的热插拔保护，无需内部断路器;它满足存在正负输入电压瞬变的系统要求，并在输出短路期间保护背板。当选择MOSFET和卡上保险丝特性以符合系统要求时，可以在大输入电压阶跃期间存在大电流大容量电容器充电的情况下连续工作，以及背板短路保护。

图2.用于电信系统的MAX5900NNEUT热插拔应用电路。

操作理论

卡插件

在正常的热插拔操作期间，当卡插入背板时，控制器将电源开关 Q1 保持在 OFF 状态 300ms，从而在向负载通电之前留出时间使卡牢固就位，连接器触点反弹稳定。在启动延迟之后，控制器逐渐打开Q1，通过控制输出电压上升速率（δV）来限制浪涌电流充电CL外/δt） 在漏极引脚处检测到。同时，/PGOOD状态输出信号保持以下DC/DC转换器关闭，以防止在浪涌阶段增加负载电流。因此，插入卡消耗的总浪涌电流只是为负载电容器充电的调理浪涌电流。δV外/δt 限制为 10V/ms，因此浪涌电流限制为

正（幅度）输入阶跃电压

当雷击时，当电量耗尽后恢复供电时，或者在电池交换期间，当新电池插入在几乎耗尽的电池上运行的背板上时，可能会出现正输入电压阶跃。启动阶段完成后，不带断路器的热插拔控制器不再控制由于输入电压瞬变而产生的浪涌电流。电池交换条件最有可能导致最大的大容量电容充电电流，因为常见的电池交换测试条件是36V步进，突然增加V在从-36V到-72V。此时，Q1应通过电容充电电流而不会受到损坏，但保险丝不应熔断。这说起来容易，但需要了解保险丝跳闸时间与电流和MOSFET瞬态热特性的关系，才能正确选择元件。有关如何实现此目标的详细信息，请参阅选择组件部分。由背板输入滤波器和瞬态抑制器电路衰减的雷电干扰引起的短脉冲瞬变，预计在这方面不会像电池交换测试那样严重。

负（幅度）输入阶跃电压

只要满足两个电源电压条件，MAX5900器件就可以在负瞬变的预感下正常工作。输入电压不得降至其 9V 最小工作范围以下，输入电压不得降至编程的 UVLO 触发点以下超过 20 毫秒。应考虑两种瞬变。一种是由于热插拔控制不足的卡被热插入背板;另一种是由闪电引起的瞬变引起的。

卡插入式负瞬态电压仅为几百毫伏或最多几伏，因为背板阻抗预计支持冷插拔连接，电压骤降很小。只要满足上面列出的两个电源电压条件，控制器操作就不会受到此类瞬变的影响。

雷电引起的瞬变本质上可以是正的、负的或振荡的，波形持续几到几十微秒，具体取决于背板输入滤波器和瞬态抑制电路的有效性。相关的窄负瞬变可能会扩展到控制器的最小 9V 工作范围以下，从而导致瞬时压差。如果出现这种情况，则对图2虚线内的电路进行修改就足以使短脉冲（100毫秒）压差降至零伏。Q1和保险丝在存在大负脉冲时的存活条件与大正脉冲的存活条件相似。有关详细信息，请参阅选择组件部分

第二个考虑因素是，负输入电压瞬态导致负载电容通过Q1的R放电至背板DS（ON）。反向充电电流在Q1两端产生压降，可能使VEE端电压比漏极高0.3V以上，从而正向偏置连接在源极和漏极之间的内部ESD二极管。如果电路走线电阻，负载电容ESR1，以及电容器和电路 ESL2可以忽略不计，当瞬态试图对大容量电容放电时，陡峭瞬变的几乎整个负峰值电压都会出现在Q1上。即使寄生电路电阻和电感不可忽略，也几乎不需要额外的负电压阶跃幅度来正向偏置ESD二极管。在电路中放置R3可限制进入漏极引脚的电流，以在此瞬变期间保护MAX5900。R1的推荐值为1kΩ至10kΩ。

输出短路

当输出短路时，在Q1漏极和拉极之间施加全输入电压，电流受Q1的I限制D（开）。正如我D（开）至少为几十安培，Q1的高功率耗散在短路条件下失效之前只能短暂维持。同时，快熔保险丝 F1 有时间加热并在 Q1 短路时立即熔断。F1 永久断开故障插件卡与系统的连接，防止灾难性的系统故障。当已经短路（有缺陷）的卡热插拔到背板上时，短路电流的限制方式与提供系统保护的保险丝相同。由于短路的卡可能被认为是消耗性的，因此Q1故障并不重要。如果 Q1 故障不可接受，则必须选择 Q1 以允许在保险丝熔断期间存活。有关详细信息，请参阅选择组件部分。

选择组件

在正或负阶梯瞬态测试期间，保险丝和 Q1 都应安然无恙，但保险丝（可能还有 Q1）在短路条件下应迅速熔断。最初，MOSFET 和保险丝的选择是为了允许在正常工作负载条件下稳定和不间断地工作。然后必须考虑36V正电压阶跃测试条件或大负脉冲步进，最后考虑短路条件。使用图2所示的2.5A满载操作示例可以演示选择过程。

为连续 2.5A 工作选择具有一定安全系数的保险丝，但要考虑正阶跃瞬变的额外安全系数。至少要使用 3A 保险丝。暂定选择4A保险丝。

选择 Q1 可使满载压降 VDS（ON）和/或可接受的可持续功率损耗PD。 Q1漏源电阻两端出现压降，连接器和电路走线电阻上出现压降。假设电路走线的大小适合最小压降，并考虑Q1的ID（开）， rDS（ON）和 PD.我D（开）必须肯定大于满载电流 I佛罗里达州，但是在以下情况下，该要求将很容易得到满足DS（ON）被选中。在本例中，PD= 1W被选为合理。然后是仙童半导体IRF530 160mΩ MOSFET，带

ID（开）≈ 50A符合选择标准。为了降低功率损耗，请选择 r 较低的 MOSFETDS（ON）如国际整流IRF530 90mΩ MOSFET。两个展品一D（开）≈ 50A.

计算36V阶跃瞬态条件下的电容充电电流。最初，阶跃瞬态表示串联和 ［RDS（ON）+ 保险丝电阻 + CL的ESR］加上瞬态源阻抗中存在的任何内容，以及走线、电容器和滤波器的ESL。特别是ESL可以减缓急剧上升的波形。当我们只考虑已知的 R 时，存在最坏情况DS（ON）（100mΩ–300mΩ，取决于结温），R保险丝（制造商数据手册中的典型值为 35mΩ）和电容 ESR（对于 40μF 低 ESR 变体，≈ 100mΩ）。

但充电电流最初受Q1的I的限制D（开）≈50mA，直到MOSFET从饱和状态中恢复并进入电阻区域，此时电流呈指数衰减至零。

确定电流脉冲宽度、MOSFET 两端的电压以及 MOSFET 中的峰值瞬态功率。施加的 36V 瞬态电压将分布在 R 上DS（ON）， R保险丝和电容 ESR。

仿真在这里很有帮助（见图3），尽管对于我们的目的来说，假设三角功率脉冲的宽度为计算值是可以接受的。检查图3将表明，我们的简单计算与模拟条件非常接近。目标功率和脉冲宽度为《》/《》PD（PK）对于 ΔT。

图3.正线路瞬态波形。

确定瞬态期间的 MOSFET 温升。我们希望MOSFET能够承受这种功率脉冲而不会过热。因此，现在是时候检查仙童IRF530数据手册中的瞬态热阻曲线了，如图4所示。在 75μsec 处输入曲线（约7.5 x 10-5）在水平轴上，垂直上升以截取实心（单脉冲）线，我们读取垂直轴上的瞬态热阻为Θ杰克= 0.05°C/W.我们计算结点这很容易在限制范围内，因为结

温允许达到175°C。 MOSFET肯定会承受这种功率脉冲。

图4.瞬态热阻，仙童IRF530（图片由仙童半导体提供）。

选择一种保险丝，该保险丝可以承受此《 100 微秒瞬态而不会熔断。为此，所选保险丝需要一条时间与电流的关系曲线。该曲线可以从保险丝制造商处获得，并在图5中再现。左边的曲线边界表示曲线左边的任何值都不会熔断保险丝。右曲线边界表示曲线右侧的任何值都必须熔断保险丝。曲线在水平轴附近和下方变成直线，因此可以外推到100μsec，以找到安培数下最小和最大时间限制的电流乘法器。将曲线外推到 100μs 表示保险丝在 22 倍额定电流 （88A） 下不会在 100μs 时熔断。我们还看到，保险丝熔断至少需要 7 倍的额定电流 （28A） 在 1 毫秒内，而 10 毫秒内保证在 40 倍额定电流 （10A） 下熔断。将曲线外推到 100μs 表示保险丝将在 12 毫秒内以 48 倍额定电流 （8A） 熔断，或在 40 毫秒内以 160X （1A） 熔断。所选的 4A 保险丝是一个合适的选择，因为它允许在 36V 瞬变下安全工作，但在 I 时会熔断《 8 毫秒D（开）-有限的50A短路条件，或者如果Q1在短路期间短路，则会在1msec≤熔断，因此我们可以选择4A（88A / 100μsec时无熔断）保险丝，尽管我们尚未验证短路条件下的性能。

确定短路条件下的电流和 MOSFET 功耗。如果热插拔电路的输出端在C处发生短路L，Q1电流由ID（开）≈像以前一样50A。短路使整个电源电压与保险丝电阻串联在 MOSFET 两端。忽略保险丝电阻可提供最坏情况的计算PD（南卡罗来纳州）= 48V × 50A = 2400W。我们已经从步骤 6 中知道保险丝必须在 48 毫秒内以 8A 的速度熔断。因此，我们很想知道Q1是否能在2400W中存活8毫秒。在4ms处进入图8的曲线，我们发现单脉冲热阻为0.59°C/W。新的计算表明，结温上升为0.59°C/W×2400W = 1440°C。 即使保险丝在2毫秒（最小曲线和最大曲线之间的中间）熔断，结温也会上升851°C。 这远高于铝芯片金属化的熔点，MOSFET将在2毫秒内被破坏。Q1 短路失效，保险丝熔断。

图5.熔断电流特性（由 Wickmann 提供）。

总结

所选电路非常简单，允许在正常工作和测试条件下可靠运行，但保险丝保护将在两毫秒或更短的时间内中断短路电路板。在诸如此类的简单热插拔电路中明智地选择保险丝和调整管的重要性得到了证明。