C2000系列DSP移相功能缺陷的分析与解决方法(二)

此前关于TI的C2000系列DSP的移相功能模块导致部分周期出现驱动脉冲丢失的现象，已经写了两篇文章了，其中第一篇提出这个现象并分析这种情况产生的原因，第二篇给出了一种可以在一定范围内规避脉冲丢失的方法。这种方法的思路是使用额外的ePWM2模块作为中继，产生一个固定的移相角，通过接力的方式，使ePWM1与ePWM3之间得到一个较大的移相角。虽然各种方式可以得到一个绝对值较大的移相角，但移相角的变化范围依然受到比较值的限制。以双有源桥为例，每一个开关管均为50% 占空比，所以比较值CMP等于周期值PRD的一半，由于ePWM3模块的移相值不能与自身的比较值发生跨越，因此可用的移相范围依然只是180度，当然这个移相范围对于双有源桥已经足够了，但这种方法需要消耗更多的硬件资源，对于复杂移相调制的双有源桥来说，可能需要多大4组互补且相位可调的PWM驱动信号，在加上所需要的中继模块，很可能超过DSP的片上资源总量，即使不超过这也是硬件资源的极大浪费，只能作为一种临时的解决方案。

本文根据ePWM模块的使用手册，给出另一种移相方法，在节省硬件资源的前提下实现较大范围的移相。

上回书说到PWM移相是通过传递同步信号实现的，每个ePWM模块都有个同步信号的输入端SYNCI和同步信号的输出端SYNCO，同步信号的产生有三种方式，分别是：

直接透传SYNCI的信号到SYNCO，作为下一个模块SYNCI，这种方式也是我当年的毕业设计用应用的，这样可以避免途经的模块移相角对后面的模块相位的影响。

CTR=0时产生SYNCO脉冲，这种方式假设模块1与模块2之间的相位发生变换，模块3也会随之变化，导致模块之间的移相同步值存在耦合，增加计算复杂度。

CMPB=CTR 这种方法可以在模块不使用CMPB时获得比较自由的移相方式，但也具有第2中方式的缺点，累计移相角的问题。

产生同步脉冲后，后一个模块接收到同步脉冲，会将PHS寄存器的值直接写到计数器CRT中，相当于为计数器赋初值，改变这个初值就会改变该计数器与前一个计数器的相位差。

上篇文章是针对方式2提出的方法，本篇文章针对方式3给出一种不用额外硬件资源作为中继就可以实现大范围移相的方法。

首先需要了解的是每个ePWM模块有两个比较值CMPA和CMPB，对于互补输出只需要使用一个CMP比较值寄存器，另一个闲置就可以了。因为死区模块可以根据CMPA自动生成两路互补带死区的驱动信号，那么闲置CMPB就可以用于产生移相同步脉冲，而且不会影响到自己模块的发波。根据上面的第三种同步信号产生方式，可以使用ePWM模块中的比较值CMPB与计数器CTR匹配的事件来产生同步信号输出SYNCO，通过调整CMPB寄存器的值调整SYNCO与SYNCI的延迟相位。

以上图为例，设定两个ePWM模块均为周期100，ePWM1的CMPB寄存器为30，ePWM2模块的PHS寄存器为0，得到的效果就是当模块1计数到30的时候，将模块2清零。这里面的CMPB用于产生移相角，移相角变化范围可以在0到360度之间。当然这个移相角的变换并非没有限制，假设在一个周期内移相角变化过大，超过180度，同样可能造成驱动脉冲的丢失。

上图给出了一个实例，移相角从80一下子改成了20，超过了半周期50，那么下一周期的ePWM2模块的计数只到40就再次归零了，没有机会与CMPA发生匹配(见红色虚线圈出的部分)，因此这个周期的驱动脉冲无翻转。这种方法需要使用者注意：调整移相角要每个周期逐渐调整，设定一个最大调整步长。当然这个步长最好设定为远小于半周期，因为单次调整及时不超过半周期，也会导致驱动脉冲畸变，原本互补50% 占空比的PWM会变成非50%。造成变压器磁偏。较小的磁偏可以通过回路寄生电阻自行矫正，如果一个周期产生很大的磁偏，无法及时矫正，就可能导致变压器饱和。

值得注意的是这种移相方法获得的移相角是滞后的，而原本通过改写PHS寄存器得到的移相角是超前的。用户可以根据需要同时使用本文提出的移相方法和通过PHS寄存器赋初值的方法，这样可以获得更灵活的应用。但切记PHS的变化范围一定不能与比较值CMP发生跨跨越。

到此为止，关于C2000系列移相功能缺陷的分析与解决的文章就要告一段路了，接下来我准备了一块LCD板子，打算做一个串口屏，带触摸按键和一些存储外设，然后写写代码。此后屏幕可以作为更大的系统的HMI，例如数控电源显示与调节面板，电池模组的显示单元等等。我将会把串口屏的软硬件设计经验分享出来。