三电平半桥拓扑采用移相控制存在的问题

开发过程中出现过模块在空载时输出电压无法稳压的现象，当时经过测试和分析，发现空载时变压器在每一个开关周期都存在两次短时间的能量传递，此部分能量会导致模块输出电压飘升直至输出过压。

切换死区后，环路计算出的占空比为0时的发波方式（图2）

在阮新波的《三电平直接变换器及其软开关技术》一书中对带载时的工作模态有很详细的分析，但对空载时的工作模态没有提及。实际上，由于空载时谐振电感没有电流，无法在MOS管关断时提供前（后）桥之间交换电荷的能量，因此在空载时工作模态和带载时存在着很大的不同。下面通过分析模块在切换死区后变压器的传能过程（t1-t4，见图2），来寻找产生此问题的根本原因。模块采用的三电平半桥拓扑如图3所示，为了分析方便，已经将位号进行了标注。

采用的三电平半桥拓扑（图3）

当环路计算结果为0时，DSP发出的驱动如图2所示，传能过程发生在t1到t4这段时间，下面就来分析这段时间模块的工作状态。t1之前的初始状态：Q1，Q3关断，Q2，Q4导通，Q1,Q2,Q3,Q4这4个MOS管的结电容分别为C1，C2，C3，C4，PFC母线电压为Vin，Vc95=Vc96=Vc1=Vc3=Vin/2，Vc2=Vc4=0V。

（1） t1—t2：t1时刻，Q2关断。由于此时谐振电感L1并没有电流，后桥的电荷无法交换。

（2） t2—t3：t2时刻，Q4关断。由于此时谐振电感L1并没有电流，前桥的电荷也无法交换。

（3） t3—t4：t3时刻，Q1导通，Q1两端的电容C1通过Q1本体放电，Vc1会很快下降到0V。这导致了整个电路的平衡被打破，会出现以下过程：

1） Q4结电容充电过程。母线电压会通过Q1和飞跨电容C93给C4充电，直到Vc4=Vin/2，电流方向如下图所示。

Q4结电容充电过程（不传能）

2）Q2结电容充电过程。随着Q1结电容通过本体放电，C96（Q1，Q2回路的电压源）的电压加在了变压器的两端，并会有电流流过Q1，C2和T1，直到Vc2= Vin/2。这个过程变压器两段存在高压和电流，从而导致变压器向副边传递能量。Q1开通时刻对应着VAB上升时刻；原边电流上升时刻对应着VAB下降时刻，如图4所示。

Q2结电容充电过程（传能过程1）

传能过程1的相关波形（图4）

3） 由于飞跨电容C93和C2，C3并联，C2电压的上升会导致C3电压的下降，即Q3结电容的电荷会通过下面的回路全部释放，这个过程和传能过程1同时进行，电流的方向和传能过程1也相同，因此也会导致变压器向副边传递能量。

Q3结电容放电过程（传能过程2）

（4） t4之后：t4时刻，Q3开通，由于在t3-t4的传能过程中，谐振电感和隔直电容上存储了一定的能量，此能量会在下图所示的回路中自由震荡，变压器的电流方向也会正负交替。在振荡过程中，如果变压器副边的电压大于输出电压，则传能，如小于输出电压则不传能。

振荡的回路（可能传能）

t4之后的振荡波形

以上分析的是空载切换死区后t1-t4的工作状态。如不切死区，变压器仍然会传递能量：Q2和Q4同时关断，谐振电感没有能量，前桥和后桥的电荷不会进行交换。当Q1和Q3同时开通时，C1和C3的能量通过MOS本体放电后，传能过程1仍然存在。因此，无论空载时切不切后桥死区，变压器向副边传能都是无法避免的。

在空载时无法稳压问题的根本原因总结如下： 对于三电平半桥拓扑，如果采用移相控制，空载时变压器向副边传能的现象是必然存在（无论是否在空载时切死区），传递的能量就会导致模块输出无法稳压的问题。能量传递的大小与输入电压和后桥结电容的大小正相关：输入电压越高，PFC母线电压越高，传能时变压器两端的电压就越大，传能越多；后桥的结电容越大，给结电容充到Vin/2所需要的电流就越多，这个电流会全部通过变压器，造成传能越多。

此问题的解决方案有以下几个思路：

（1）在DCDC的输出侧增加电阻型死负载。通过死负载将这部分能量消耗掉，以实现空载时的稳压。但为了不影响额定负载时的效率，一般需要增加MOS管进行切换控制。

（2）辅助电源增加从输出取电的功能。此时辅助电源相当于模块的死负载，一直加在模块的输出端。从目前来看，一次电源的模块一般都具有此功能（交流断电后模块能够和监控保持通讯）；而电力电源的模块没有此功能。

（3）将移相控制改为PWM控制。在空载时，可以将一对桥臂完全关死，MOS管结电容上的电荷不会发生转移，变压器也没有电流流通的回路。但PWM驱动方案的成本比较高（必须采用隔离光耦）。