全桥LLC电路的三种控制方式

有限双极性控制方式

图1有限双极性控制的全桥电路

有限双极性控制的全桥电路如图1所示，其中，超前臂MOS管Q1、Q3的驱动信号脉宽可调（PWM控制）；滞后臂MOS管Q2、Q4的驱动信号脉宽不可调，为固定50％占空比。C1～C4分别为Q1～Q4的外并电容（含Q1～Q4的寄生电容），假设容值都为C。开关管Q1、Q4和Q2、Q3保持相同的开通时刻，每个桥臂的两个MOS管成180°互补导通，为了避免同一桥臂上下管同时导通，上下管需设置一个固定的死区时间。通过调节Q1、Q3驱动信号的脉宽可以调节输出电压。

图2 有限双极性控制时主要波形

在半个工作周期内，有限双极性控制的全桥变换器有6个工作过程，电路的主要波形如图2所示。

① 开关模态1[t0~t1]：t0时刻，Q2管关断（由于C2的存在，Q2管为零电压关断），谐振电感电流为反向电流，流过Q1的体二极管D1，为Q1管的ZVS导通创造了条件。此时C4开始放电，C2开始充电，d点电位开始下降，Uad电位开始上升。假设此时的谐振电流恒定，则d点电位完全到零的时间为：

t01=2CUin/ip1 （1）

由于此时谐振电感与励磁电感串联谐振，谐振电流和励磁电流开始正向增加，谐振电感电压和变压器原边电压都从零开始正向增加，此时谐振电容开始负向增加。

滞后桥臂要实现ZVS的条件：滞后桥臂（Q2、Q4）的死区间隔时间大于Q2、Q4管结电容的充放电时间。

轻载时，由于ip1很小，造成了t01很大，当充放电时间t01大于死区td时，Q4管ZVS导通失败。

② 开关模态2[t1~t2]：t1时刻，当C4完全放电后（即d点的电位下降到零时），Uad电压被箝位为母线电压。由于谐振电流仍为负向，Q4管的体二极管D4开始流过电流。此时谐振电流开始大于励磁电流，DR2导通，原边变压器电压被箝位在nVo，原边开始向副边传能。

③ 开关模态3[t2~t3]：t2时刻，Q1，Q4管导通。考虑到之前D1和D4管都在负向流过电流，此时开关管Q1和Q4为ZVS导通（轻载时Q4可能为非ZVS导通）。输入电压通过LrCr谐振环节向负载传递能量，此时由于DR2导通，励磁电流im继续线性上升，并且过零反向继续上升；

Vm＝nVo＝Lmdi/dt

谐振电流ir流经Q1、Lr、Cr 、变压器原边和Q4，以正弦形式谐振。流经DR2的电流折算到原边为谐振电流和励磁电流之差。由于开关频率（250KHz）fs>fr（117KHz），谐振电流会一直增加。

④ 开关模态4[t3~t4]：t3时刻，Q1管关断，Q4管保持导通。由于C1的存在，Q1的关断为零电压关断。C1开始充电，C3开始放电，此时a点的电位开始下降。假设此时的谐振电流恒定，则a点电位完全到零的时间为：

t34=2CUin/ip2 （2）

同样轻载时，由于ip2>ip1，使得相同电容条件下，t34 >t01。由于C3只需要在Q3开关管导通前放完电，放电的时间较长，可以很容易实现Q3管的ZVS导通。由于此时变压器原边电压被箝位，谐振电感上的电压VLr会随着C3的电压减小而减小，使得谐振电感上电压为负，谐振电流开始减小。

超前臂要实现ZVS的条件为：超前桥臂（Q1、Q3）的导通与关断信号之间的间隔大于Q1、Q3管结电容的充放电时间。

这里若采用移相控制方法，由于死区td是固定的，当负载电流小于某个值时，C1，C3的充放电时间将会大于超前臂的死区时间，使得Q3的ZVS导通失败。而采用双极性控制方式，当负载电流较小时，输出的电压随之增大，闭环控制使得超前臂Q1、Q3的导通脉宽变小，相当于增大了Q1、Q3从关断到导通之间的时间间隔，从而使电容C1、C3有足够的时间来充放电。当负载电流增大时，虽然Q1、Q3的导通脉宽增大，Q1、Q3从关断到导通之间的时间间隔减小了，但电容C1、C3充放电时间也大大加快了。

有限双极性控制与相对移相控制方式相比，超前臂开关管可以在更大负载范围内实现ZVS导通。

⑤ 开关模态5[t4~t5]：t4时刻，a点电位为零，开关管的体二极管D3开始续流。由于DR2一直导通，变压器原边电压被箝位，谐振电流ir流经D3、Lr、Cr 、变压器原边和Q4，以正弦形式谐振。直到谐振电流与励次电流相等。

⑥ 开关模态6[t5~t6]：t5时刻，谐振电流与励磁电流相等，整流二极管DR2零电流关断，输出侧与原边谐振回路完全脱离。励磁电感上的电压不再受输出电压控制，Lm与Lr串联参与谐振。由于Lm>>Lr，谐振周期变长，可认为谐振电流基本保持不变。t6时刻，Q4管关断，与t0时刻Q2关断后工作原理相近似。

42V/10A

53.5V/10A

图3 iLr、Vgs4、Vgs2和Vds2波形

42V/10A

图4 ids2、Vgs2、Vds2和Vgs4波形

PWM控制方式分析：

双极性控制的全桥电路如图3所示，其中，Q1～Q4为功率MOS管，D1～D4分别为Q1～Q4的体二极管，C1～C4分别为并联在Q1～Q4管两端外并电容（含Q1～Q4的寄生电容）。每个桥臂的两个MOS管成180°互补导通，为了避免同一桥臂上下管同时导通，上下管需设置一个固定的死区时间。通过调节Q1、Q3和Q2、Q4驱动信号的脉宽可以调节输出电压。

图3 PWM控制的全桥电路

图4 PWM控制时主要波形

在半个工作周期内，有限双极性控制的全桥变换器有6个工作过程，电路的主要波形如图2所示。

电路的工作过程如下：

① 开关模态1[t0~t1]：t0时刻，Q2管关断（由于C2的存在，Q2管为零电压关断），谐振电感电流为反向电流。由于此时a点电位为零，d点电位为Vbus，反向的谐振电流不会流过体二极管D1和D4。此时DR1仍输出电流，变压器原边被箝位在nVo，励磁电流继续减小。谐振电感Lr与电容C1～C4开始谐振，C1，C4开始放电，C2，C3开始充电，即a点电位开始上升，d点电位开始下降。由于变压器原边电流被箝位，使得谐振电感电压急剧正向增加，谐振电流负向急剧减小（谐振电流正向增加）。

② 开关模态2[t1~t2]：t1时刻，当谐振电流与励磁电流相等时，DR1零电流关断，输出侧与原边谐振回路完全脱离。此时a点电位上升到Vbus，d点电压下降到零，体二极管D1和D4开始导通。D1、Lr，Cr，Lm和D4开始谐振。由于Uad电压箝位在Vbus，变压器原边电压开始从负压开始正向增加，谐振电感电压从正压开始下降。在变压器原边电压到零之前，励磁电流仍在负向增加，直到原边变压器电压为正后，励次电流才开始正向增加。而谐振电感电流则开始向正向增加。

③ 开关模态3[t2~t3]：t2时刻，当谐振电感电压下降到等于变压器原边电压时，DR2开始流过电流。由于变压器原边电压箝位在nVo，励磁电流开始线性增加。谐振电感与谐振电容开始谐振，谐振电容电压下降，谐振电感电压增加，使得谐振电感电流上升斜率大于励磁电流上升斜率，输出电流在一直增加。

④ 开关模态4[t3~t4]：t3时刻，当谐振电流负向减小到接近于零时，谐振电流开始向C1、C4充电，C2、C3开始放电，a点电位开始下降，d点电位开始上升。到t4时刻，谐振电流完全为零后，C1～C4充放电结束。

⑤ 开关模态5[t4~t5]：t4时刻，当谐振电流完全为零后，C1～C4充放电结束时，副边DR2流过的电流完全靠励磁电流提供。

⑥ 开关模态6[t5~t6]：t5时刻，当励磁电感电流等于谐振电流（都为零）时，DR2零电流关断，输出侧与原边谐振回路完全脱离。此时，C1～C4与Lm、Cr和Lr继续谐振，使得a电电位继续下降，d点电位继续增加，直到t6时刻Q1、Q4管导通。

⑦ 开关模态7[t6~t7]：t6时刻，开关管Q1、Q4硬开关导通。当此后，C1充电到母线电压，C4放电到零后，谐振电流和励磁电流开始增加。

⑧ 开关模态8[t7~t8]：t7时刻，谐振电流开始大于励磁电流，DR1开始导通，谐振电感和谐振电容开始谐振，变压器原边开始向副边传能，直到t8时刻Q1关断。

从上面的分析可以看出：PWM控制时，轻载容易出现不可控的谐振传能的区间（t2~t5），当从调频态切换到调频调宽态后，易出现谐振传能的区间，使得电压增益出现跳变。

同样，PWM态下要实现Q1、Q4管的ZVS导通，需要在谐振电感电流正向到零之前将Q1、Q4导通，这样占空比较小时，就无法实现Q1、Q4管的ZVS导通。

移相控制方式

图1移相控制的全桥电路

移相控制的主要波形

移相控制的全桥电路如图1所示，其中，超前臂MOS管Q1、Q3的驱动信号脉宽可调（PWM控制）；滞后臂MOS管Q2、Q4的驱动信号脉宽不可调，为固定50％占空比。C1～C4分别为Q1～Q4的外并电容（含Q1～Q4的寄生电容），假设容值都为C。每个桥臂的两个MOS管成180°互补导通，为了避免同一桥臂上下管同时导通，上下管需设置一个固定的死区时间。通过调节Q1、Q3驱动信号的脉宽可以调节输出电压。

三种发波方式对比：

发波方式	PWM控制	移相全桥	有限双极性
优点	①控制简单；	①	①超前臂容易实现ZVS导通。
缺点	①硬开关状态，开关损耗大；	①死区时间不好调；轻载时超前和滞后臂都难实现ZVS导通。	①轻载时滞后臂难实现ZVS导通。