多路输出滤波电感耦合设计

模块采用单端正激谐振复位典型电路，副边采用肖特基整流，双路输出滤波电感共用磁心耦合，输出双路±12V，其中＋12V路闭环控制，－12V路开环。其主电路如下图所示。

图1、正激变换器及输出滤波主电路图

电路原理

在主电路中唯有输出滤波电感与常规电路不同，其它部分就不进行详述，下面主要对耦合电感模型建立进行介绍。在实际产品中滤波电感放在输出回路的负端，为了方便讲解将电感放在正端，在原理上并无区别。

耦合电感匝数关系确定

图2、输出耦合电感滤波电路图

双路变压器共用一个磁心，输出占空比相同，每路输出电压为：

上面两式中为变压器输入电压，为变压器原边绕组匝数，D为占空比，N1,N2分别为两路变压器绕组匝数。

双路输出滤波电感共用一个磁心，对于每路输出滤波电感上的电压VL1和VL2均满足电磁感应定律，由此可得每路电感上的电压为

在变压器原边开关管关断时即Toff期间，忽略续流二极管压降，有VL1＝－V1, VL2= －V2。所以变压器和耦合电感匝数满足下面关系。

上式给定了变压器和电感匝数满足的关系，所以对于输出滤波电感耦合的情况其匝数不可按照两个单路的情况分别确定。

耦合电感感量确定

上面推导了匝数满足的关系，对于输出滤波耦合电感的感量如何确定以及满足的关系下面详述。

耦合电感实际绕制方式和电流方向如图3所示，从图中电流方向可见磁通相互增强，变压器绕制方式与其相同，只是电流方向不同。

图3 物理模型

将物理模块改为相应的磁路模型如下图

图4 磁路模型

其中

和

分别为磁材和气隙的磁阻。

由磁路模型可得出

NL1上感应出相应的电压VL1为

由于磁阻

相对

来说很小，可忽略

不计。则电感为Lm

由（7）式得耦合电感等效的电路模型如下图。

图5 耦合电感等效电路模型

其中虚线框中等效为理想变压器，其中电流i2相当于电流源，将其折算到原边为i2’＝

，i1和i2’电流之和流过Lm。

实际物理模型中如果将NL2开路即可得NL1的电感量L1,

由此可见等效耦合电感模型中有下式成立

如果确定了Lm即确定了L1，反过来也即Lm由实际中的L1得来。 将耦合电感等效的电路模型绘制于主电路中，如图6。

图6 等效主电路模型

由式（7）基本可以确定各路滤波电感量。对于给定的各路输出电流变化量即可求得Lm值，然后可以确定磁心。

电路设计

下面给出实际产品中如何根据上面的推导来设计的例子。

模块的部分指标如下：

输入电压：Vin=36～75V；效率η=90%。

额定输出电压：Vo=±12V；额定输出每路电流均为2.7A；

开关频率f=300KHz

下面分别针对模块具体指标要求给出变压器和电感参数的计算过程。

（1） 变压器匝数的设计

副边线路压降和

：二极管压降＋电感压降＋线路压降＝1V

最大占空比：0.65

变压器副边绕组输出电压：Vs

原边线路及管压降Vpw：0.3V

Vs=

=19.8V

原边最小电压Vpmin=Vinmin-Vpw＝34.7V。

变比n＝

=1.75

根据AP法算选取磁心，截面积Ae＝45mm2，取

=0.2T

副边绕组匝数 N1＝

＝4.7匝，取整N1＝5匝，

由于V1=V2，根据式（1），（2）可得N2＝N1=5匝。

原边绕组匝数：Np＝n*Ns＝8.5匝，取整Np＝8匝。

（2） 电感匝数和感量设计

根据式（5）可得

=

=1

所以 N1=N2

设定每路电感中电流的变化量为

=35％*Io＝0.95A，

实际中输入高压时I最大，此时输出占空比为

D=(V1+

)*n/Vinmax=0.275

Toff=

=2.4uS.

由式（7）得

VL1＝V1=Lm*（

＋

*

）/Toff

Lm= V1*Toff/（

＋

*

）=15.1uH。

利用Ap法选择磁心，取磁心截面积Ae＝45mm2 ，

＝0.2T，Bmax=2.8T。

Lm中流过负载电流最大值：

实际中选取NL1=NL2=8匝。

最后参数：Np=8匝

N1=N2=5匝

NL1=NL2=8匝

L1＝L2=Lm=15uH.