开路支节加载的双模滤波器设计

双模微带滤波器通过在谐振器中增加微扰的方式激励起两个简并模,用一个谐振器实现两个谐振器的功能,在减少滤波器尺寸的同时,降低损耗,并且由于结构简单、成本低、容易设计等优点,被广泛应用于卫星通信和无线通信中。目前应用较多的结构有三角形、矩形、圆盘形、圆环形、矩形环、矩形曲折环等。Wolf首先提出圆形双模微带结构,由于圆形谐振器之间的耦合较难实现,因此较少用于高阶的滤波器。方形环谐振器容易实现级联耦合,并且方形环谐振器是闭合式的,其辐射损耗比半开环谐振器小。采用在方形环谐振器中心加载开路支节的微扰方式,能够在保持奇模频率不变的基础上,通过调节开路支节的尺寸来调节偶模频率,带宽调节更加方便。如果滤波器输入/输出与谐振器之间采取直接馈电方式, 不存在难以实现强耦合的问题,容易实现宽带滤波特性,但是此种方式的缺点是阻带带宽过窄。如果采用间隙耦合的馈电方式, 又很难实现强耦合,通常滤波器的相对带宽都较窄。本文采用阶梯阻抗微带线结构实现输入/输出与双模谐振器之间的强耦合，实现较大带宽的滤波器。该滤波器在通带上下两侧各具有一个传输零点,具有准椭圆函数响应。

1 双模方形谐振器分析

本文设计的双模谐振器如图1所示。

该谐振器能够产生两个谐振模式,可以采用奇偶模法进行分析,该谐振器的奇偶模等效电路如图2所示。在奇模激励条件下,对称面 T、 T'平面可视为理想电壁,等效为短路,在偶模激励条件下, T、 T'平面可视为理想磁壁,等效为开路。

在奇模等效电路中,输入导纳为

Yinodd=Y1jtan(θ1/2).(1)

这里, θ1 =βl1是该微带线的电长度。

在偶模等效电路中,输入导纳为

Yineven=jY12Y1tan(θ1/2)+Y2tanθ22Y1-Y2tan(θ1/2)tanθ2.(2)

当开路支节的宽度是谐振环宽度的两倍时,即 Y2 =2 Y1时,式(2)变为

Yineven=jY1tan(θ1/2+θ2).(3)

式中, θ2 =βd1是该开路支节的电长度。

根据谐振条件 Yin =0, 可以发现:

1) 奇模谐振时, Yinnod =0, 求得奇模谐振频率为

式中, c为真空中的光速, εeff为基板的相对介电常数。式(4)表明,奇模谐振频率与所加载的开路支节无关。

2) 偶模谐振时, Yineven =0, 求得偶模谐振频率为

从式(5)看出,可以在不影响奇模谐振频率的情况下,通过调节开路支节的尺寸调节偶模的谐振频率,极大地方便了滤波器带宽的调节。

2 滤波器设计

本文采用的介质材料为Rogers5880, 相对介电常数为2.2, 厚度为0.254 mm, 新型双模滤波器的结构如图3所示。

滤波器由中间的全波长方形环双模谐振器和输入/输出耦合结构组成。双模滤波器的带宽由扰动的大小来决定,扰动越小带宽就越小,扰动越大带宽越大。因此可以通过调整开路支节的尺寸来控制滤波器的通带带宽。为验证上述推论,设置: L1=11.60 Vmm, L3=12.08 mm, W1=0.78 mm; 开路支节的宽度是谐振器线宽的两倍,即 W2=1.56 mm; 其余未做特别标注的微带线特性阻抗均为50 Ω, 即线宽为0.78 mm。固定谐振器的其他尺寸的情况下,分析改变开路支节对滤波器带宽的影响。为更直观地分析奇偶模谐振频率,去掉输入/输出中的低阻抗部分,采用弱耦合的方式。如果将所加载的开路支节的长度分别取1 mm、 2 mm和 3 mm, 对滤波器进行全波分析后得到这3种情况下该双模滤波器的频率响应曲线如图4所示。

从图4中可以看出,当开路支节的长度逐渐增大时,奇模谐振频率几乎不变,偶模谐振频率逐渐减小,谐振器的两个谐振频率之间的距离随之增大。类似的实验表明,增大开路支节的宽度也可以增加扰动的大小从而减小谐振器的偶模谐振频率,实验结果与理论分析一致。另外在上阻带和下阻带分别具有一个衰减极点,会大大改善滤波器的阻带特性。

增大开路支节的尺寸可以增大滤波器的带宽,但随之而来的问题是通带内的损耗会变大。为了减小通带损耗就要增强输入/输出与双模谐振器之间的耦合。实现输入/输出与谐振器之间的强耦合有两种方式: 一种是采用缺陷接地结构, 另一种方式是输入/输出采用阶梯阻抗微带线结构。缺陷接地结构不会额外增加滤波器的面积,但是其缺点是为避免接地的影响,滤波器需要悬置安装,在此采用第二种方式。

为了确定阶梯阻抗线中低阻抗线的尺寸,首先需要分析低阻抗线长度 L2的大小对滤波器频率响应特性的影响。将图3中的低阻抗线的长度定为 4.5 mm, 宽度分别为2 mm、 3 mm和4 mm, 其他尺寸与之前相同,对滤波器进行全波分析后得到这三种情况下该双模滤波器的频率响应曲线如图5所示。

从图5中可以发现,低阻抗线宽度变化对滤波器的通带频率与衰减极点的位置几乎不产生影响,对插入损耗 S21、 回波损耗 S11有较大的影响。

低阻抗线的宽度定为3 mm, 长度分别为 3.5 mm、 4.5 mm和5.5 mm, 其他尺寸与之前相同。对滤波器进行全波分析后得到这三种情况下该双模滤波器的频率响应曲线如图6所示。

从图6中可以发现,低阻抗线的长度 L2对滤波器频率有较大影响,随着 L2的增大,滤波器的通带中心频率降低,带宽减小; 低阻抗线的长度 L2对滤波器频率、插入损耗 S21、 回波损耗 S11均有较大的影响。

由上述分析得出在滤波器设计中首先通过调整谐振器周长、短路支节的长度、低阻抗线的长度来调节滤波器的频率与带宽,然后通过调整低阻抗线的宽度,改变奇偶模频率之间的耦合强度,优化滤波器的插入损耗与回波损耗特性。

3 滤波器测试

根据上述分析与设计,通过调整优化,得到该双模滤波器最优参数为: L1=11.60 mm, L2=5.28 mm, L3=12.08 mm, W1=0.78 mm, W2=0.78 mm, W3=3.15 mm, d1=2 mm, S1=0.15 mm。

对所设计的滤波器进行加工后的实物图如图7所示。通过网络分析仪测试滤波器的S参数,图8是仿真和测试结果,滤波器的3 dB带宽为4.74~5.20 GHz(相对带宽约为9.38%), 在通带内滤波器的反射损耗均小于-16 dB, 带外抑制均超过-25 dB。两个极点分别位于3.74 GHz与5.32 GHz。测量结果与仿真结果基本吻合。

4 结 论

本文提出了一种基于开路支节加载的方形环谐振器,可以在不影响奇模的前提下,通过改变开路支节的尺寸控制偶模的频率,并且该谐振器在通带上下两侧各具有一个传输零点,通过引入阶梯阻抗线的方式可以实现奇偶模之间的强耦合,实现较大带宽的滤波器,该滤波器具有良好的帯内特性和选择性。

审核编辑：汤梓红