100V浪涌抑制器可保护组件免受300V瞬变的影响

汽车和工业系统中的高压瞬变很常见，持续时间从几微秒到数百毫秒不等，从而向下传递大量能量。瞬态原因包括汽车负载突降，以及负载阶跃和寄生电感引起的尖峰。为了避免故障风险，这些系统中的所有电子设备必须足够坚固，以直接承受瞬态能量尖峰，或者必须保护它们免受它们的影响。

LT4356 浪涌抑制器与传统的无源箝位保护技术相比，性能显著升级。它通过调节调整 MOSFET 的栅极来主动保护下游组件免受过压影响，并借助标准检测电阻器限制电流。图1所示为典型的12V应用。

图1.12V过压稳压器。

LT4356 具有一个 100V 的额定最大值和一个 4V 至 80V 的工作电压范围，因而使其成为保护各种工业和汽车应用中的下游电子器件的理想选择。然而，有些电路需要针对高达200V至300V的瞬变提供保护。

图 2 示出了 LT4356 抑制如此高电压的一种方法，但代价是电流限制功能。在图 2 中，V抄送SNS引脚与原始输入电压去耦，并分别箝位至低于100V的安全值。自 V 以来抄送SNS引脚必须与输入路径断开，无法进行电流检测，电路仅用作电压钳位。

图2.能够承受24V的150V应用电路。

可以通过级联第二个预稳压MOSFET Q2来克服这一限制，如图3所示。Q2 箝位 V抄送SNS引脚到安全水平，恢复电流限制功能，作为附加优势，与Q1共享SOA（安全工作区）压力。

图3.前置稳压器拓扑扩展了 LT4356 的保护范围。图4所示为完整电路。

当首次通电时，R3 和 D1 上拉 Q2 的栅极，进而将电源传递至 LT4356。然后，GATE 引脚对 Q1 和 Q2 的栅极进行泵送，从而充分增强两个 MOSFET 并将功率发送到输出端。因此，R3和D1对启动至关重要。在正常工作条件下，GATE引脚将自身限制在高于输出的约12.5V，因此输入端为12V时，Q1的栅极偏置至24.5V，Q2的栅极偏置略低，约为24V。

当输入受到高压瞬变时，R3和D1上拉Q2的栅极，Q2又被D80箝位至约2V。作为源极跟随器，Q75的源极上升不超过约<>V，保持V抄送和 SNS 安全地低于其 100V 最大额定值。与图 2 所示的并联钳位应用不同，图 3 的串联钳位拓扑允许充分利用 LT4356 的电流限制功能。Q1以正常方式调节，限制R1和R2规定的输出电压。

图 3 所示拓扑的另一个好处是，Q2 与 Q1 共享 SOA 压力。对于150V至200V范围内的输入，SOA应力在Q1和Q2之间平均分担。在某些应用中，这允许两个廉价的MOSFET取代单个成本更高的特殊SOA器件。当峰值输入电压要求上升到200V以上时，SOA越来越集中在Q2，串联没有实质性的缓解。

图4显示了基于新拓扑的完整电路，设计用于承受高达300V的峰值输入。如前所述，Q2的栅极被箝位在80V，因此在300V输入时，Q2的电压下降225V，而Q1的总电压不超过75V。因此，Q250的电压为2V，Q100的电压为1V器件。通过适当选择Q2，可以承受更高的输入电压。

图4.16V过压稳压器，能够阻断300V瞬变。

在设计能够承受如此高输入电压的电路时，重要的是要认识到输入端出现高dV/dt的可能性以及由此产生的后果。在电路能够响应之前，瞬时施加的高输入电压产生的电流仅受寄生电感和输出电容的路径电阻的限制。虽然大多数测试波形都规定了一些可承受的上升时间，但无限的输入压摆率并非不可想象，例如在台架测试期间可能出现的情况。添加 Q3 是为了在这些条件下使 LT4356 的电流限制环路领先一步。

图5显示了电路承受300V尖峰的结果。CTMR尺寸适合穿越此类偏移，但持续时间较长的浪涌将被中断，从而保护 MOSFET 免受某些破坏。

图5.图300中电路输入端出现4V尖峰的结果。

审核编辑：郭婷