使用NCP1623A设计紧凑高效的PFC级的IC控制电路设计-电子发烧友网

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之前我们介绍过快速设计由 NCP1623 驱动的 CrM/DCM PFC 级的关键步骤中的定义关键规格与功率级设计。本文将详细说明IC 控制电路设计中的细节：FB引脚电路、VCTRL 引脚电路、CS/ZCD 引脚电路、CSZCD电阻器设计等内容。

步骤 3：IC 控制电路设计 FB 引脚电路

如图 1 所示，反馈配置包括：

一个电阻分压器，用于降低体电压，以向 FB 引脚提供反馈信号。出于安全考虑，分压器的上层电阻通常由两个或三个电阻构成。否则，R_FB1 的任何意外短接都会将输出高电压施加到控制器上并将其破坏。

一个滤波电容器，通常置于 FB 引脚与接地之间，以防开关噪声令反馈信号失真。通常使用的是 1−nF 电容。一般来说，与线路电阻相比，它与反馈电阻形成的极点必须保持在非常高的频率上。实际上，

（公式18）

通常会得到较好的结果。

图 1：系统板的电路图

一个 2 型补偿网络。该电路由两个电容和一个电阻构成，用于设置交越频率和环路特性。

A 版本 (NCP1623A) 具有输入电压跟随升压(follower boost)功能。该技术涉及到降低输出电压，以优化 PFC 级效率并显著压缩其尺寸和成本。特别地，它可以显著降低升压电感和 MOSFET 损耗。由于输出电压必须要高于线路电压，因此只有在低压下输出电压才会降低，而在高压条件下，输出电压将调节至默认标称电压（Vout,nom 通常设置为 400V 左右）。实际上，NCP1623A 通过反馈引脚控制这一 2 级输入电压跟随升压(follower boost)操作，而反馈引脚会拉动仅在低压下启用的电流 IFB(LL)（通常为 25 μA）。

如数据表中所述，这将产生以下调节电压：

高压线输出电压 V_out,HL = V_out,nom：

（公式19）

低压线输出电压 V_out,LL：

（公式20）

根据应用中高低压线的输出电压规格，反馈电阻值可通过下式获得：

上层反馈电阻 R_FB1

（公式21）

下层反馈电阻 R_FB2

（公式22）

选择 R_FB1 和 R_FB2 后，FB 引脚的相关功能在我们的应用中将定义如下：

反馈电阻比 K_FB：

（公式23）

输入电压跟随升压(follower boost)失调电压 V_OFF(LL)：

（公式24）

高压下的 DRE 进入/退出 V_OUT：

（公式25）

进入：2.5 · 95.5% · 157 ≈ 375 V

退出：2.5 · 97.5% · 157 ≈ 383 V

低压下的 DRE 进入/退出 V_OUT ：

（公式26）

进入：2.5 · 95.5% · 157 − 140 ≈ 235 V

退出：2.5 · 97.5% · 157 − 140 ≈ 243 V

高压下的 SOVP 进入/退出 V_OUT：

（公式27）

进入：2.5 V · 105% · 157 ≈ 412 V

退出：2.5 V · 103% · 157 ≈ 404 V

低压下的 SOVP 进入/退出 V_OUT ：

（公式28）

进入：2.5 V · 110% · 157 − 140 ≈ 292 V

退出：2.5 V · 108% · 157 − 140 ≈ 284 V

高压下的 FOVP 进入/退出 V_OUT ：

（公式29）

进入：2.5 V · 107% · 157 ≈ 420 V

退出：2.5 V · 105% · 157 ≈ 412 V

低压下的 FOVP 进入/退出 V_OUT ：

（公式30）

进入：2.5 V · 114% · 157 − 140 ≈ 307 V

退出：2.5 V · 112% · 157 − 140 ≈ 300 V

高压下的 UVP 进入/退出 V_OUT ：

（公式31）

进入：0.3 V · 157 ≈ 47 V

退出：0.53 V · 157 ≈ 83 V

低压下的 UVP 进入/退出 V_OUT ：

（公式32）

进入：1.2 V · 157 − 140 ≈ 48 V

退出：1.3 V · 157− 140 ≈ 64 V

VCTRL 引脚电路

为了找到“控制到输出”传递函数，输出电压将用输出电流和输出阻抗的乘积来定义。使用公式 2 并假设效率为 100%，输出电流由下式给出：

（公式33）

基于以下公式，输出电压与输出电流的偏微分等效于输出负载电阻 R_load：

（公式34）

因此，输出阻抗中可以包括 δi_out / δv_out，而总输出阻抗为：

（公式35）

控制电压与输出电流的偏微分为：

（公式36）

因此，“控制到输出”传递函数的定义如下：

（公式37）

其中，在 A 版本中，T_on.max 在低压下为 12.5 μs，在高压下为 5 μs，而 G₀ 为静态增益。

通过 FB 电阻网络比、OTA 跨导和 VCTRL 补偿网络获得“输出到控制”传递函数，如下所示：

（公式38）

其中 i_ctrl是 OTA 输出电流，而 z_ctrl(s) 是 VCTRL 补偿电路阻抗。

OTA 输出电流定义如下：

（公式39）

其中 G_EA 是 OTA 跨导增益，而 V_out 是直流输出电压。

使用公式 38 和公式 39，“控制到输出”传递函数可通过下式获得：

（公式40）

其中 R₀ = V_out / (V_REF · G_EA)，而补偿网络电路是 C_Z、R_Z 和 C_P ( << C_Z )，如图 2 所示。

图 2：FB 和 VCTRL 电路

公式 37 中的极点和公式 40 中的零点位置相近，交越频率 f_C 位于公式 40 中零点和第二极点之间。相位裕量 m（弧度）由 C_P 调整。由此，我们得到以下公式：

反馈零电容 C_Z：

（公式41）

反馈零电阻 R_Z：

（公式42）

反馈极点电容 C_P：

（公式43）

负载电阻 R_load 通过下式计算：

（公式44）

交越频率 f_C 应高于 PFC 升压级极点 f_P：

（公式45）

最高交越频率的条件是相位裕量的最坏情况，其中线路电压为高值，以增大“控制到输出”传递函数的带宽。如果应用中的目标是 25−Hz 的交越频率和 60° 的相位裕量（π/3 弧度），则采用的是：

（公式46）

CS/ZCD 引脚电路

如果电流检测电阻两端的电压超过 0.5 V，电路就会检测到过流情况。因此：

（公式47）

将公式 6 中的结果合并，得到：

（公式48）

在实际情况中，将选择 0.12Ω 电阻以保持一定的裕量。R_SENSE 损耗可使用公式 10 进行计算（用 R_SENSE 取代 R_DS(on)），由此得到 MOSFET 导通损耗：

（公式49）

可以看到，0.12Ω 的电流检测电阻在满载、低压条件下将消耗约 124 mW。

图 3：ZCD 漏极感测

基于漏极感测的 ZCD 电路如图 3 所示。漏电压由 CS 电阻网络进行感测，并由 K_CS 按比例降低：

（公式50）

其中 K_CS 为 133，而 R_CS2 一般为 22 k。

R_CS1 和 R_CS2的值必须选择高值，以免在待机期间的功耗过高。在待机期间没有开关，R_CS1 与 R_CS2串联的电压为恒定电压，等于 V_mains,rms · √2。待机功耗由下式给出：

（公式51）

NCP1623 在 CS/ZCD 引脚上集成了前沿消隐，从而免除了滤波电容器。CS/ZCD 电路中不允许有电容器，因为这会造成 CS/ZCD 信号失真，从而导致错误或无法进行 ZCD 检测。使用示波器探针来探测 CS/ZCD 信号时必须要小心，因为示波器探针通常会增加 10−pF 的电容。

在升压转换器中，升压电感器一个引脚的平均漏电压等于升压电感器另一个引脚上的 V_in 电压，这是因为：如果忽略电感器的串联电阻，电感器两端的平均电压降在伏秒平衡中为零伏特。因此，要计算 V_CS/ZCD 的平均值来获得输入电压信息。

平均 V_CS/ZCD、V_SNS 被用在 ZCD、线路检测、OVP2（仅限 C 版本）和掉电检测（在 A 和 C 版本中禁用）中，如下所示：

线路检测阈值：

（公式52）

（公式53）

OVP2 阈值（仅限 C 版本）：

（公式54）

掉电阈值（在 A 和 C 版本中禁用）：

（公式55）

（公式56）

图 4：辅助ZCD 绕组感测

可以使用图 4 所示的电路图来生成 CS/ZCD 引脚的信号。借助辅助绕组电压电容 C_AUX、 R_AUX 和 D_AUX，可以在 D_AUX 的阴极生成一个电压，其大小为功率 MOSFET 漏电压乘以辅助 (N_AUX) 与初级 (N_PRI) 变压器匝数比之积。之前所述的参数 K_CS 现在定义如下：

（公式57）

其中 K_CS 为 133，N_PRI/N_AUX 为 10，而 R_CS2 一般为 62 kΩ。

通过这种方法可以传递较低的电压，并且低 R_CS1 值也降低了对寄生电容的灵敏度。

该电路的另一个优点是在待机期间没有电流消耗（没有开关活动，因此也就没有 Vaux 电压）。

必须提请注意的是，激活了掉电功能的产品版本无法使用此电路。当功率 MOSFET 漏电压用于 ZCD 时，其他所有情况均与所述的完全相同。

CSZCD 电阻器设计指南

当 RCS电阻桥在漏极感测电路（如图 3）处的总电阻位于 M 范围内时，它对低至几百 fF 的寄生电容非常敏感。寄生电容可以是从 RCS电阻器节点到 GND 或功率 MOSFET 漏极。这些寄生电容效应可导致永久性错误故障检测事件：OCP、OVS 或 OVP2 的触发，从而使控制器无法正常运行。

避免寄生电容效应的一种简单方法是减小电阻器的值，同时让分频比 KCS保持在 133 左右。降低 CS/ZCD 桥电阻值 (RCS1 + RCS2 ) 是以高待机功耗为代价的。

如果图 3 中的 RCS1a + RCS1b + RCS1c 应高于 5M，建议在漏极侧设置一个 500−V SMD 高值电阻器（如 RCS1a = 5.1 M），并串联两个低值 200−V SMT 电阻器（如 RCS1b = RCS1c= 240 k）。这是为了避免连接到 GND 的电阻器间电容在 FET 导通周期之前难以放电。根据经验，不建议使用 3 个等值电阻器来平衡漏电压。

测试台上的实验已证明，SMD1206 和 0805 在寄生电容方面要优于槽孔电阻器。

RCS1 和 RCS2 必须尽可能靠近 CS/ZCD 引脚。连接 RCS 电阻器的 PCB 走线必须尽可能短，且走线的宽度要尽可能小（最小寄生电容）。最好在 RCS 电阻器和 DRV、VIN、VDRAIN 铜走线之间保持 1 cm 的安全距离，以避免耦合。

布局和抗扰度注意事项

NCP1623 对噪声不是特别敏感。

不过，常规的电源设计布局规则还是适用的。提请注意以下几点：