通过LTC4217提高热插拔性能并节省设计时间-电子发烧友网

LTC4217 热插拔控制器以一种受控方式打开和关闭电路板的电源电压，从而允许该电路板安全地插入和拔出带电背板。毫不奇怪，这通常是热插拔控制器所做的事情，但 LTC4217 具有一种特性，使其优于其他热插拔控制器。它通过将控制器、MOSFET 和检测电阻器集成到单个 IC 中，简化了热插拔系统的设计。这节省了大量的设计时间，否则需要花费在选择最佳控制器/MOSFET 组合、设置电流限值以及仔细设计布局以保护 MOSFET 免受过度功耗的影响上。

与分立解决方案相比，集成解决方案的一个显著优势是电流限制精度是众所周知的。在分立式解决方案中，电流限值的总体精度是增加贡献元件容差的函数，而在LTC4217中，它显示为单个2A规格。

该集成解决方案还通过优化 MOSFET 和检测电阻连接来简化布局问题。浪涌电流、电流限制阈值和超时无需外部元件即可设置为默认值，或使用电阻器和电容器轻松调整，以更好地适应各种应用。该器件能够覆盖 2.9V 至 26.5V 的宽电压范围，并包括一个温度和电流监视器。MOSFET 通过使用限时折返电流限制和过热保护保持在安全工作区（SOA）。

LTC4217 可方便地应用于其基本配置，或者通过几个额外的外部组件来设置，以用于具有特殊要求的应用。

监控场效应管

LTC4217 具有 MOSFET 电流和温度监视功能。电流监视器输出与 MOSFET 电流成比例的电流，同时提供与 MOSFET 温度成比例的电压。这允许外部电路预测可能的故障并关闭系统。

MOSFET 中的电流通过检测电阻，检测电阻上的电压转换为电流，电流源出 I星期一针。从 I 开始的增益为 50μA星期一用于 1A 的 MOSFET 电流。输出电流可利用外部电阻器转换为电压，以驱动比较器或ADC。I 的电压顺从性星期一引脚从 0V 到（INTV抄送– 0.7V）。

MOSFET 温度与 I 上的电压线性对应设置引脚，温度曲线如图1所示。在室温下，该引脚上的开路电压为0.63V。此外，当控制器管芯温度超过145°C时，过热关断电路关断MOSFET，当温度降至125°C时再次导通。

图1.V艾赛特与温度的关系

12V 应用

图 2 示出了采用默认设置的 4217V 热插拔应用中的 LTC12-12。唯一需要的外部元件是 INTV 上的电容器抄送针。电流限制、浪涌电流控制和保护定时器在内部设定为保护集成 MOSFET 的水平。输入电压监视器预设为 12V 电源，使用来自 V 的内部电阻分压器DD电源用于驱动 UV 和 OV 引脚。UV 条件发生在 VDD低于9.23V;当 V 时 OVDD超过15.05V。

图2.12V、1.5A卡驻留应用

LTC4217 以受控方式接通和关断电路板的电源电压，从而允许该电路板安全地插入带电背板或从带电背板上拔出。在内部 MOSFET 导通之前，必须满足几个条件。首先是VDD电源超过其 2.73V 欠压锁定电平和内部生成的 INTV抄送交叉2.65V。接下来，UV和OV引脚必须指示输入功率在可接受的范围内。必须在 100ms 的持续时间内满足这些条件，以确保插入期间的任何触点反弹都已结束。

然后，MOSFET通过一个受控的0.3V/ms栅极斜坡导通，如图3所示。输出电容器的电压斜坡跟随栅极斜坡的斜率，从而将电源浪涌电流设置为：

图3.电源开启

为了进一步降低浪涌电流，通过在栅极到地之间添加一个斜坡电容器（带有0k串联电阻器），使用比默认3.1V/ms更浅的电压斜坡。

当 OUT 接近 V 时DD电源时，电源良好指示灯（PG）变为活动状态。电源良好的定义是FB引脚上的电压超过1.235V，而GATE引脚为高电平。FB 引脚通过 OUT 引脚的内部电阻分压器监视输出电压。一旦OUT电压超过10.5V门限，栅极至输出电压超过4.2V，PG引脚停止拉低，表示电源良好。一旦 OUT 达到 VDD电源，栅极斜坡，直到箝位在高于输出的 6.15V。

LTC4217 具有一个具有折返功能的可调电流限值，可针对短路或过负载电流提供保护。默认电流限值为 2A，可通过在 I 之间放置一个电阻来调节更低电流设置引脚和接地。为防止在有功电流限制期间开关功耗过大，可用电流会根据FB引脚检测到的输出电压而减小，如图4所示。

图4.电流限制阈值折返

当限流电路接合的时间超过定时器设置的延迟时，就会发生过流故障。将定时器引脚绑定到国际电视抄送将器件配置为使用预设的2ms过流超时和100ms冷却时间。冷却100ms后，如果过流故障已清除，则允许开关再次导通。将UV引脚置于0.6V以下，然后调高即可清除故障。将FLT引脚连接到UV引脚可使器件自行清除故障，并在冷却100ms后再次导通。

可编程功能

图 4217 所示的 LTC5 应用演示了可调特性。

图5.0.8A、12V 卡驻留应用

UV和OV电阻分压器设置欠压和过压关断阈值，而FB分压器确定电源良好跳变点。GATE 引脚上的 R-C 网络将栅极斜坡从默认的 0.24V/ms 降低至 0.3V/ms，以降低浪涌电流。

The 20k I设置电阻器与内部 20K 电阻器形成电阻分压器，以将电流限制阈值（折返前）降低到 1A 电流限制的原始阈值的一半。图6中的图表显示电流限制阈值为I设置电阻器各不相同。

图6.限流调整

与前面的应用一样，UV和FLT信号连接在一起，以便器件在关断后自动重试导通，以解决过流故障。

本例在 I 上放置一个 20k 电阻星期一引脚用于将电流监视器输出的增益设置为每安培 MOSFET 电流 1V。

而不是将定时器引脚连接到 INTV抄送引脚对于一个默认的 2ms 过流超时，一个 0.47μF 外部电容器用于设置 5.7ms 超时。在过流事件期间，外部定时电容器以 100μA 的上拉电流充电。如果电容器上的电压达到 1.2V 门限，则 MOSFET 关断。定时电容器值的设定公式如下：

当 MOSFET 处于冷却状态时，LTC4217 会对定时电容器放电。当电容电压达到0.2V时，启动内部100ms定时器。在此冷却期之后，故障被清除（使用自动重试时），并允许MOSFET再次导通。

当将断路器超时延长至2ms以上时，考虑MOSFET的安全工作区域非常重要。LTC4217 中使用的 MOSFET 的 SOA 图如图 7 所示。当折返电流限值的电压与电流曲线达到最大值时，会出现最糟糕的功耗。当电流为1A且电压为12V或6V的一半时，就会发生这种情况（参见图4，0.7V时的FB引脚）。在这种情况下，功率为 6W，这决定了最长时间为 100ms（图 7，在 6V 和 1A 时）。