便携式应用中DC-DC转换器输出电压的数字调整

本教程讨论以数字方式调节DC-DC转换器输出电压的方法。数字调整方法包括数模转换器（DAC）、微调电位器（数字电位器）和微处理器的PWM输出。对每种方法进行评估，并介绍几种DAC和数字电位计。

有许多便携式应用通过调整DC-DC转换器的输出电压来优化电路性能。例如，许多微处理器可以在低电压下工作以节省功耗，然后在高电压下工作以提高处理能力。在这些工作模式之间切换需要调整 DC-DC 转换器的输出电压。另一个例子是液晶显示器;当其温度变化时，施加在其上的电压必须改变以保持正确的对比度。

通过数字控制进行的调整已被证明是执行这些和其他电压调整的最可靠方法。可以使用手动微调锅，但它通常很大，并且由于与手动调整相关的磨损而存在可靠性问题;此外，它不能在微处理器控制下进行调整。本文讨论了几种以数字方式调节DC-DC转换器输出电压的方法，重点介绍便携式应用器件。

不同的数字方法

对DC-DC转换器的输出电压进行数字调节主要有三种方法：

数模转换器 （DAC）

微调电位器（数字电位计）

微处理器 （MPU） 的 PWM 输出

DAC

DAC只是一个数字控制的电压源。DAC的数字接口可以是串行的，也可以是并行的。对于DAC更新速率相当低的应用（例如DC-DC电压调整），通常使用串行接口。它们更小，串行接口仅使用 2 或 3 根线，而并行接口则使用 8 到 16 根线。引脚越少，封装越小，因此成本更低。

DAC需要考虑的主要规格是：

电源电压：便携式应用通常需要 3V 或 5V 电源。

电源电流：低电流可延长电池寿命。

输出电压摆幅：输出摆幅通常为0V至V裁判（DAC的基准电压）。

分辨率位数：分辨率位数决定了DAC将具有多少个调整步骤。步数等于 2N，其中“N”是DAC的分辨率位数。例如，6 位 DAC 将具有 26，或 64 步;而 8 位 DAC 将有 28或 256 个调整步骤。
注意：DAC输出端的步长是输出电压摆幅除以DAC步进数。例如，MAX5361是一款6位DAC，输出电压摆幅为4V，步长为62.5mV （4V输出电压摆幅/26步骤）。

错误源：需要考虑多个错误源：

满量程电压误差：对于分辨率为<= 8位的DAC，该误差通常最大，对整体系统精度的影响最大。低成本设备的误差可能高达 ±25%。但是，可以校准此初始误差。校准通常在生产测试中进行，或者可以使用系统内ADC补偿误差。

失调电压误差：这也可能是较大的误差源，如果太大，可以校准。

微分非线性（DNL）：DAC的输出通常必须是单调的（即，增加或平坦的输出变化以增加输入代码）。这需要 ±1 LSB（最大值）的 DNL。

积分非线性（INL）：此规范通常足够严格，因此在这些应用中并不重要。

温度系数：输出电压与温度有关。除非系统在温度范围内进行测试，否则无法在生产中校准该误差源，但如果其温度漂移足够低，则可以使用板载ADC进行校准。通常，温度漂移足够小，不会成为问题。

内部或外部基准电压源：提供带内部基准的廉价器件。但是，如果有精确的系统基准（即外部基准），则可以使用它来提高性能。

接口类型：串行或并行。小尺寸需要串行接口。典型选择是 SPI™我2C， SMBus™，或位敲击。位敲击需要使用通用I/O引脚来提供DAC所需的控制。所选接口类型取决于系统处理器支持的接口。

包装尺寸：越小越好。可提供非常小的 SOT 或 SC70 封装。

易失性或非易失性设置：大多数DAC具有易失性输出电压设置（即，如果断电，它们会忘记其输出设置）。这通常不会造成问题，因为大多数系统都有某种非易失性存储器，可以与DAC结合使用。还提供非易失性DAC。这些器件在片上存储器中保留DAC寄存器设置，因此即使断电，DAC也能“记住”其输出设置。

规格/设备	MAX5360	MAX5361	MAX5363	MAX5364	MAX5380	MAX5381	MAX5383	MAX5384
电源电压 （V）	2.7 到 3.6	4.5 到 5.5	2.7 到 3.6	4.5 到 5.5	2.7 到 3.6	4.5 到 5.5	2.7 到 3.6	4.5 到 5.5
电源电流（μA典型值）	150	150	150	150	150	150	150	150
关断电流（μA最大值）	1	1	1	1	1	1	1	1
输出电压摆幅	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判	0V 至 V裁判
分辨率位	6	6	6	6	8	8	8	8
满量程电压误差（最大值）	10%	10%	10%	10%	10%	10%	10%	10%
满量程误差温度系数（最大ppm/°C）	±40	±40	±40	±40	±40	±40	±40	±40
失调电压误差（mV最大值）	±2	±2	±2	±2	±25	±25	±25	±25
失调误差温度系数（典型值ppm/°C）	3	3	3	3	3	3	3	3
DNL（最大 LSB）	±1	±1	±1	±1	±1	±1	±1	±1
INL（最大LSB）	±1	±1	±1	±1	±1	±1	±1	±1
引用类型	2V，内部	4V，内部	2V，内部	4V，内部	2V，内部	4V，内部	2V，内部	4V，内部
接口类型	串行，I2C	串行，I2C	串行，SPI	串行，SPI	串行，I2C	串行，I2C	串行，SPI	串行，SPI
封装尺寸 （SOT23）	5 针	5 针	6 针	6 针	5 针	5 针	6 针	6 针
挥发性/非易失性	挥发性的	挥发性的	挥发性的	挥发性的	挥发性的	挥发性的	挥发性的	挥发性的
上电状态	零刻度	零刻度	零刻度	零刻度	零刻度	零刻度	零刻度	零刻度

设计示例（可调LCD输出电压）

在图1的电路中，假设需要DC-DC转换器的V。外可从低 V 开始调节输出（分钟）到 V 的高点输出（最大）.

图1.DC-DC 转换器，带 DAC 用于 V外调整。

最高的DAC输出电压是VDACHIGH。由于上面列出的误差源，VDACHIGH电压存在容差。较高的电压是VDACHIGH（MAX），较低的电压是VDACHIGH（MIN）。同样，低输出电压具有低电压和高压限值，分别是VDACLOW（MAX）和VDACLOW（MIN）。

R1、R2、R3 和参考都有错误，导致这些参数的最小值和最大值变量如下：R1MAX、R1MIN、R2MAX、R2MIN、R3MAX、R3MIN、VREF（max）、vref（min）。

LCD（VOUT）的输出电压可以通过以下几点来计算：

VOUT = VREF + i1R1

i1 = i2 + i3

i2 = VREF/R2

i3 = （VREF - VDAC）/R3

将等式2至4代入等式1可得到：

VOUT = VREF（1 + （R1/R2）） + （VREF - VDAC） （R1/R3）

从公式5可以看出，最大输出电压发生在最小DAC电压上，最小输出电压发生在最大DAC电压上。

为确保实现所需的输出摆幅，请选择R1、R2和R3的值，以便满足公式6和7：

VOUTMAX(LOW) = VREFMIN(1 + (R1MIN/R2MAX)) + (VREFMIN - VDACMIN(HIGH))(R1MIN/R3MAX)

VOUTMIN(HIGH) = VREFMAX(1 + (R1MAX/R2MIN)) + (VREFMAX - VDACMAX(LOW))(R1MAX/R3MIN)

等式6指的是VOUTMAX（LOW），而不仅仅是VOUTMAX。由于公式6右侧的变量有容差，因此最大输出电压也有容差，可以从最小VOUTMAX（LOW）到最大VOUTMAX（HIGH）不等。为了确保输出在所有可能的条件下摆幅足够高，公式6指的是VOUTMAX的最低可能电压，即VOUTMAX（LOW）。

同样，在公式7中，变量都有公差，因此VOUTMIN可以从最小值（LOW）到最大值VOUTMIN（HIGH）变化。为了确保输出摆幅在所有可能的条件下都足够低，公式7指的是VOUTMIN的最高可能电压，即VOUTMIN（HIGH）。请注意，在公式6和7中，VOUTMAX和VOUTMIN是已知值，其中VOUTMAX是所需的最大LCD输出电压，VOUTMIN是所需的最小输出电压。最小和最大DAC输出电压（VDACMIN和VDACMAX）可以在所用DAC的电气特性表中找到。

类似地，在公式7中，变量都有公差，因此V奥特明可以从最小 V 值变化出差（低）最大为 V出门（高）.为了确保输出摆幅在所有可能的条件下都足够低，公式7是指V的最高可能电压奥特明，即 V出门（高）.请注意，在公式6和7中，V超大和 V奥特明是已知值，其中 V超大是所需的最大LCD输出电压，并且V奥特明是所需的最小输出电压。最小和最大DAC输出电压（V达克明和 V最大声程） 可以在所用 DAC 的电气特性表中找到。

未知值为 R1、R2 和 R3。由于有三个未知数和两个方程，因此 R1、R2 和 R3 的值有多个唯一解。选择R1–R3值的最直接方法是使用电子表格并插入电阻值，直到满足公式6和7。电阻值应足够大，以防止功率耗散过大。一个好的起点是选择 DC-DC 转换器制造商建议的 R2 值。通常，VOUTMAX将高于VOUTMAX（LOW），因为后者是使用最坏情况值计算的。使用其他极端最坏情况值（在公式6的右侧用最小值代替最大值，用最大值代替最小值，用低值代替高）得到VOUTMAX的另一个极端 - VOUTMAX（高）：

VOUTMAX(HIGH) = VREFMAX(1 + (R1MAX/R2MIN)) + (VREFMAX - VDACMIN(LOW)(R1MAX/R3MIN)

（注意：从等式6到等式8，VDACMIN（HIGH）更改为VDACMIN（LOW），而没有将“MIN”项更改为“MAX”项。没有进行这种替换，因为等式6和8都引用了来自VDACMIN的VOUTMAX。

如果VOUTMAX（HIGH）超过LCD显示屏的最大额定电压，则必须避免导致输出电压超过LCD电压限制的DAC代码。有关避免这些代码的方法，请参阅下面的“补偿数字调整电路中的误差”。

通常，VOUTMIN将低于VOUTMIN（HIGH），因为后者是使用最坏情况值计算的。使用其他极端最坏情况值（即，在公式7的右侧用最小值代替最大值，用最大值代替最小值，用高电平代替低电平）导致VOUTMIN的另一个极端值，即VOUTMIN（LOW）：

VOUTMIN(LOW) = VREFMIN(1 + (R1MIN/R2MAX)) + (VREFMIN - VDACMAX(HIGH))(R1MIN/R3MAX)

（注意：从等式7到等式9，VDACMAX（HIGH）改为VDACMAX（LOW），而没有将“MAX”项更改为“MIN”项。没有进行这种替换，因为公式7和9都引用了VOUTMIN，它来自VDACMAX。

如果VOUTMIN（LOW）对于所需的操作来说太低，则必须避免使用导致输出电压过低的DAC代码。有关避免这些代码的方法，请参阅下面的“补偿数字调整电路中的误差”。

修剪锅

数字电位计是一种数字可调电阻器。它通常放置在DC-DC转换器的反馈回路中，随着其值的变化，转换器的输出电压也会发生变化。

图2.带数字电位计的 DC-DC 转换器，用于 V外调整。

除了为DAC列出的重要规格（电源电压、电源电流、DNL、INL、接口类型、封装尺寸、易失性/非易失性设置）外，微调电位器还增加了以下关键规格：

端到端电阻：电位计电阻通常在0Ω到产品数据手册中“端到端电阻”规格给出的最大值之间变化。该值通常有很大的容差（参见下面的“数字调整电路中的误差补偿”）

游标电阻：这最终决定了电位计的最低电阻值。

工作电压范围：施加到微调电位器的高端、低端和游标的电压不得超过微调电位器的工作电压范围

步数：数字电位计上的步进通常是线性或对数的。对于LCD调整，需要进行线性调整。将端到端电阻除以步数可确定步长。例如，MAX5161NEZT为32级数字电位器，端到端电阻为200kΩ。将200kΩ分频32步，每步得到6.25kΩ。

错误来源：

端到端电阻初始精度：此误差源通常最大，对整体系统精度的影响最大。数字电位计的初始误差可能高达±25%。必须校准此初始误差。校准通常在生产测试中进行，或者系统内ADC可以对其进行补偿（如果有的话）。参见下面的图4和图5以及“补偿数字调整电路中的误差”。

游标电阻初始精度：这通常规定得非常宽松，因为游标电阻通常小于一个步的大小。该误差源可以通过使用下面的“数字调整电路中的误差补偿”中的方法进行补偿。

端到端电阻的温度漂移：端到端电阻具有温度依赖性。该误差源通常不会在生产时进行校准，除非系统在温度范围内进行测试。但是，如果系统ADC在整个温度范围内足够稳定，则可用于补偿温度误差。虽然，温度漂移通常足够小，以免成为问题。

规格/设备	MAX5160	MAX5161	MAX5400	MAX5401	MAX5460	MAX5463	MAX5466
电源电压 （V）	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5
工作电压 （V）	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5	2.7 到 5.5
电源电流（μA典型值）	0.135	0.135	0.1	0.1	0.07	0.07	0.07
端到端电阻 （kΩ ）	3个版本： N： 200 M： 100 L： 50	3个版本： N： 200 M： 100 L： 50	50	100	100	50	10
游标电阻（典型值/最大值Ω）	40/1700	400/1700	250/800	250/800	600/1200	600 /1200	160/240
步数	32	32	256	256	32	32	32
端到端电阻 初始精度（最大值）	±25%	±25%	±25%	±25%	±25%	±25%	±25%
端到端电阻的温度漂移（典型值为ppm/°C）	50	50	50	50	35	35	35
DNL（最大 LSB）	±1	±1	±1/2	±1/2	±1	±1	±1
INL（最大LSB）	±1/2	±1/2	±1/2	±1/2	±1	±1	±1
接口类型	串行：上/下	串行：上/下	串行，SPI	串行，SPI	串行：上/下	串行：上/下	串行：上/下
包装尺寸	6-pin SOT23， 8-电池 μMAX	6-pin SOT23， 8-电池 μMAX	8 针 SOT23	8 针 SOT23	5-电池 SC70， 5 电池 SOT23	5-电池 SC70， 5 电池 SOT23	5-电池 SC70， 5 电池 SOT23
挥发性/非易失性	非易失性	非易失性	非易失性	非易失性	非易失性	非易失性	非易失性
上电状态	中档	中档	中档	中档	中档	中档	中档

设计示例

参考图 2，并使用与 DAC 示例中类似的命名约定，通过检查可以看出：

VOUT = VREF × (1 + R1/(R2 + R3))

请注意，R3是数字电位计，其值可以从R3更改。高到 R3低.与 DAC 一样，这些项也有最小值和最大值。这导致 R3高（分钟）和 R3高（最大），以及 R3低（最小）和 R3低（最大）.这些值可以从所选数字电位计的数据手册中获得。

使用上述相同方法可以计算出等式6-9中的类似值（参见下面的等式11-14）。使用下面“补偿数字调整电路中的误差”中所示的方法可以避免某些代码。

VOUTMAX(LOW) = VREFMIN × (1 + R1MIN/(R2MAX + R3LOW(MAX)))

VOUTMIN(HIGH) = VREFMAX × (1 + R1MAX/(R2MIN + R3HIGH(MIN)))

VOUTMAX(HIGH) = VREFMAX × (1 + R1MAX/(R2MIN + R3LOW(MIN)))

VOUTMIN(LOW) = VREFMIN × (1 + R1MIN/(R2MAX + R3HIGH(MAX)))

脉宽调制输出

许多微处理器具有PWM输出。这些是数字输出，其中调整输出的占空比以改变平均输出电压。通过在PWM输出端放置一个低通输出滤波器来获得“DC”电压。PWM输出的占空比是输出保持高电平的时间与PWM输出周期的百分比。许多微处理器允许同时选择PWM频率和PWM占空比。例如，MC68VZ328微处理器提供16位和8位PWM输出。位数决定了PWM输出的调整步长数。8 位足以进行 DC-DC 转换器电压调整，提供 256 级 PWM 调整，从 0% 占空比到 100% 占空比。

图3.带 PWM 的 DC-DC 转换器，用于 VOUT 调节。

PWM输出提供了最便宜的电压调整方法，因为大多数微处理器至少有一个PWM输出。虽然价格低廉（因为它们带有微处理器），但PWM输出在功耗方面成本高昂，因为它们通过提供随后被滤波的高频输出来产生“DC”电平。PWM输出级的高频开关比低功耗DAC或数字微调电位器消耗更多的功率，这两种方法本质上都是直流的。在图3中，PWM交流波形的滤波由R4-C1组合提供。R3用于隔离C1，使其不影响R1-R2反馈环路的交流性能。

PWM输出本质上是不准确的，因为它们的输出电压是数字电平VOH和VOL的函数。由于 VOH 和 VOL 是数字输出电压规格，因此它们的指定非常宽松（VOH 可以是 VOH min 和 VCC（微处理器的 I/O 电源）之间的任何值;VOL 可以介于 VOL max 和 GND 之间）。而且，由于这些数字电平通常是VCC的函数，因此它们会随着处理器电源电压的变化而变化。

PWM 输出的重要规格是：

VOH 和 VOL：每个电平（或范围）的指定电平（或范围）以及占空比决定了 PWM 输出的标称 （DC） 输出电压。
占空比：范围和精度都很重要。占空比决定了输出在VOH的时间百分比，以及VOL的时间百分比。
PWM频率：频率很重要，因为要有用，PWM输出必须由低通滤波器滤波。PWM频率用于计算PWM纹波的衰减（PWM输出从VOH摆幅到VOL，为了用于调整DC-DC转换器输出，必须将该AC方波转换为低纹波“DC”信号）。

自 V老和 V哦PWM输出非常宽松，实际上最适合用于闭环系统，例如LCD控制或音频音量控制，其中绝对精度并不重要。在这些情况下，用户只需根据需要增加或减少电压。然而，由于PWM输出造成的不准确性，必须进行一些测量，以确保PWM信号永远不会引起足够高的输出电压，从而损坏其他电路。该测量可以在生产测试中通过测量PWM在某些参数（温度，电源负载等）上的输出电压来完成。或者，也可以通过使用ADC测量LCD输出电压，并通过软件将LCD电压保持在范围内来实现（参见下面的“数字调整电路中的误差补偿”）。

设计示例

参考图3和图1，并使用与DAC示例类似的命名约定，可以通过在公式5中使用以下替换来计算输出电压（VOUT）：用R3 + R4代替R3;并将 VPWM = D × VOH + （1 - D） × VOL 替换为 VDAC。VPWM是PWM的平均输出电压，D是PWM的占空比（以%）为单位，VOH是输出电压高压，VOL是输出低压。

VOUT = VREF(1 + (R1/R2)) + (VREF - D × VOH + (1 - D) × VOL)(R1/(R3 + R4))

请注意，D 的值可以从 DHIGH 更改为 DLOW（通常为 100% 更改为 0%，以离散增量）。占空比具有容差（尽管处理器数据手册中通常未指定），这会导致 DHIGH（MAX）、DHIGH（MIN）、DLOW（MAX） 和 DLOW（MIN）。数字输出电压VOH和VOL也有容差，导致VOH（MIN）、VOH（MAX）、VOL（MIN）和VOL（MAX）。

可以计算出与等式6-9相同的值（参见下面的等式16-19）。使用下面“补偿数字调整电路中的误差”中所示的方法，可以避免导致输出电压超过最大所需电压的占空比值（类似于DAC或微调电位器的数字代码）。

VOUTMAX(LOW) = VREFMIN(1 + (R1MIN/R2MAX)) + (VREFMIN - DLOW(MAX) × VOH(MIN) + (1 - DLOW(MAX)) × VOL(MIN))(R1MIN/(R3 + R4)MAX)

VOUTMIN(HIGH) = VREFMAX(1 + (R1MAX/R2MIN)) + (VREFMAX - DHIGH(MIN) × VOH(MAX) + (1 - DHIGH(MIN)) × VOL(MAX))(R1MAX/(R3 + R4)MIN)

VOUTMAX(HIGH) = VREFMAX(1 + (R1MAX/R2MIN)) + (VREFMAX - DLOW(MIN) × VOH(MAX) + (1 - DLOW(MIN)) × VOL(MAX))(R1MAX/(R3 + R4)MIN)

VOUTMIN(LOW) = VREFMIN(1 + (R1MIN/R2MAX)) + (VREFMIN - DHIGH(MAX) × VOH(MIN) + (1 - DHIGH(MAX)) × VOL(MIN))(R1MIN/(R3 + R4)MAX)

补偿数字调整电路中的误差

有两种常用方法可以克服用于调整DC-DC转换器的数字电路的不准确性（见图4和图5）。两者都涉及使用ADC测量DC-DC转换器的输出电压，并使用该测量值来补偿数字调整电路和DC-DC转换器的初始误差。

图4.生产测试中DC-DC转换器和数字调整电路的测量误差。

图5.测量DC-DC转换器的输出和带板载ADC的数字调整电路。

一种方法使用系统板上的ADC（图4），而另一种方法在生产测试设备上使用ADC（图5）。每种方法都有自己的优点和缺点。

在 系统 板 上 使用 ADC 的 好处 是 在 生产 测试 中 不需要 单独 执行 步骤。此外，如果ADC在整个温度范围内保持精确，则可以补偿数字调整电路和DC-DC转换器中固有的温度漂移误差。然而，使用系统ADC要求板载ADC足够精确，并且具有备用通道。

在系统主板上使用ADC时，有两种常用方法。第一种方法是在每次更改输出代码时测量DC-DC转换器的输出电压。通过监控输出电压，可以避免导致输出电压超出所需范围的代码。

第二种方法需要测量DC-DC转换器的输出，通常在首次向器件供电时测量。输出电压是在应用几个不同代码的情况下测量的，允许确定初始误差，例如失调和满量程误差（对于ADC）、满量程电阻（对于微调电位器）或V哦和 V老（对于 PWM 信号）。了解这些初始误差后，可以使用算法来避免那些会导致输出电压超出所需范围的代码。

当使用生产测试设备测量调整电路和DC-DC转换器的误差时，应采用第二种补偿方法（上图）。使用生产测试设备的好处是这种方法不需要系统ADC。此外，测试设备上的测量电路可能非常昂贵（准确、精确等），而不会显著增加最终产品的成本，因为它的成本分散在测试设备的整个生命周期内，而系统板ADC的成本内置在每个单元中。而且，如果器件在温度范围内进行测试，也可以消除温度误差。但温度测试通常过于昂贵，通常不需要。

过压问题

许多DAC的功率高达零电平，这导致V外达到最大值，如图1的应用电路所示（见公式5）。如果 V最大（高）（公式8）超过LCD电源的工作电压范围，在DC-DC转换器上电之前，DAC输出必须提高到不允许DC-DC转换器输出过高的值。一种方法是保持DC-DC转换器断电，直到DAC输出调整完毕。另一种方法是选择上电至中间电平的DAC，这样过压问题就不是问题。

同样，对于PWM，请确保在LCD DC-DC转换器上电时其输出未设置为零;这种情况会导致V最大（高）以超出LCD器件的限制（参见图3和公式18）。

许多数字电位计的功率高达半量程，这是DC-DC转换器调整的良性状态。但是，如果通电到半量程会导致 V最大（高）为了超过LCD器件的限制（参见图2和公式13），则必须保持DC-DC转换器关闭状态，直到电位计设置为更高的值。