POE电源的最大输入功率取决于受电设备(PD)的功率分级。 对于0级PD,最大功率为12.95W;1级PD的功率为3.85W。 本应用笔记介绍了一个三输出、功率为3.12W、具有±5%稳定输出的高效POE电源。
电源的关键特性
275kHz开关频率
符合IEEE802.3af电源标准
在一个16引脚SO封装内集成了符合IEEE802.3af标准的POE接口和PWM控制器(MAX5941A)
反激型拓扑结构
同步整流输出
交流隔离电压达1500V的隔离输出
所有输出稳定在±5%以内
输出:+3.3V (0.2A)、+2.5V (0.6A)和+1.2V (0.8A)
电源工作原理
图1电路是利用符合IEEE802.3af标准的POE接口和PWM电流模式控制器(U2) MAX5941A构成的三输出POE电源。 电源的3.3V和2.5V输出采用同步整流反激拓扑结构,1.2V输出由同步整流降压转换器从3.3V降压产生。 电路原理图中没有包含输入部分的二极管整流桥。
符合IEEE802.3af标准的POE接口部分
MAX5941A IC中一半用于产生POE接口。 二极管整流桥的直流输出加在电容C10的两端。 齐纳二极管D4用于防止MAX5941A出现过压。 MAX5941A的内部热插拔MOSFET会在39V时导通,并缓慢地将C6充电到40V。 MOSFET的导通限制了浪涌电流。 当C6几乎被充满到输入电压时,PGOOD信号变为高电平。 R10为PD侦测电阻,R25为分级电阻。
PWM控制部分
MAX5941A的另一半电路为PWM控制部分。 当电源作用到PWM部分时,PWM控制器开始工作。 软启动电容C14缓慢升高功率变压器的原边峰值电流。
图1. 电源的原理图
指示器 | 数量 | 描述 |
C1, C5, C7 | 3 | 陶瓷电容器 100μF, 6.3V, X5R, 10% (1210) |
C10 | 1 | 陶瓷电容器 0.1μF, 100V, X7R, 20% (1206) |
C11 | 1 | 陶瓷电容器 0.47μF, 16V, X7R, 20%, (0805) |
C12, C15, C17, C19, C20 | 5 | 陶瓷电容器 0.1μF, 16V, X7R, 20% (0603) |
C13 | 1 | 陶瓷电容器 4700pF, 100V, X7R, 20% (0603) |
C14 | 1 | 陶瓷电容器 1000pF, 50V, X7R, 20% (0603) |
C16 | 1 | 陶瓷电容器 0.33μF, 25V, X7R, 20% (0603) |
C18 | 1 | 陶瓷电容器 47pF, 50V, COG, 20% (0603) |
C2 | 电解电容器 4.7μF, 35V | |
C21 | 1 | 陶瓷电容器 47μF, 6.3V, X5R, 10% (121) |
C24, C25, C4 | 3 | 陶瓷电容器 0.1μF, 16V, X7R, 20% (0603) |
C26 | 1 | 陶瓷电容器 220pF, 50V, X7$, 20% (0603) |
C6 | 电解电容 22μ, 63V | |
松下EEVFK1220XP | ||
C8 | 1 | 松下EEVFK1220XP |
C9 | 1 | 陶瓷电容器 2.2nF, 250VAC, X7R, 20% (2220) |
D1, D2, D3, D6 | 4 | 二极管 1N4148W (SOD323) |
D4 | 1 | 齐纳二极管 SMBJ54 (中小型) |
D5-D8 | 2 | 肖特基二极管 BAT54 (SOT23) |
L1 | 1 | 电感 4.7μH, 线艺 DO1608C-472 |
L2, L3 | 2 | 电感器 1μH, 线艺 DO1608C-102 |
第一季度 | 1 | NPN 小信号晶体管 MMBT3904 (SOT23) |
第一季度 | 1 | n 沟道场效应管 5A,150V (DPAK) |
仙童半导体FQD5N15 | ||
第一季度 | 1 | PNP 小信号晶体管 MMBT3907 (SOT23) |
第一季度 | 1 | n 沟道、逻辑电平、功率沟槽 MOSFET (SOT23) |
R1 | 1 | 电阻 4.75k, 1% (0603) |
R10 | 1 | 电阻 25.5k, 1% (1206) |
R11 | 打开 | |
R12 | 1 | 电阻 221Ω, 1% (0603) |
R14 | 1 | 电阻 2.10K, 1% (0603) |
R16 | 1 | 电阻 33Ω, 1% (0603) |
R17, R21 | 2 | 电阻 1k, 1% (0603) |
R18 | 1 | 电阻 22Ω, 1% (0603) |
R19 | 1 | 电阻 1.5Ω, 1% (0805) |
R2 | 1 | 电阻 47Ω, 1% (0603) |
R22 | 1 | 电阻 7.87k, 1% (0603) |
R22 | 1 | 电阻 1M, 1% (0603) |
R23 | 1 | 电阻 1M, 1% (0603) |
R24 | 1 | 电阻 2.32k, 1% (0603) |
R25 | 1 | 电阻 255Ω, 1% (0805) |
R26 | 1 | 电阻 10k, 1% (0603) |
R3 | 1 | 电阻 100Ω, 1% (0603) |
R4 | 1 | 电阻 11.30k, 1% (0603) |
R6, R7 | 2 | 电阻 10kΩ, 1% (0603) |
R8 | 1 | 电阻 49.9k, 1% (0603) |
R9 | 1 | 电阻 22.60k, 1% (0603) |
T1 | 1 | 定制变压器线艺C1154-B |
T2 | 1 | 栅极驱动变压器脉冲工程PA0184 |
U1 | 1 | 双通道 N 沟道 2.5V (G-S) MOSFET (SO8) |
维沙伊 Si9926BDY | ||
U2 | 1 | 符合 IEEE802.3aF 标准的 POE/PWM 控制器 (SO16) |
马克西姆 MAX5941A | ||
U3 | 1 | 8 引脚 SO 误差放大器光耦合器 (SO8) |
仙童半导体FOD2712 | ||
U4 | 1 | 3A 1MHZ 降压稳压器,内置开关 (QSOP16) |
马克西姆MAX8505 |
PWM控制器是一个工作频率为275kHz的电流模式控制器,最大占空比为85%。 R19为检流电阻。 检流电压送入PWM控制器上的电流检测端口,用于NDRV引脚的栅极驱动。 初始偏置由MAX5941A内部的高压稳压器提供,稳压器输入来自电容C8。 一旦开关动作并且电容C2上电压超过10V,偏置电压便而直接由电源VDD供给(而不是由输入提供)
原边栅极驱动
NDRV输出馈送到由晶体管Q1和Q3,电阻R16和R2,电容C18以及二极管D1组成的图腾柱缓冲器。 此缓冲器延迟驱动MOSFET Q2,使副边双同步整流MOSFET U1可以在MAX5941A提供的栅极驱动电压变高时马上关断。 这样可以避免当Q2开通时,变压器(T1)副边发生瞬时短路现象。
变压器T1
变压器T1有五个绕组。 引脚1至12是使用SMD线架、EFD 15铁芯,匝数为40匝的主绕组。 主绕组第十七匝提供原边偏置电源。 三个副绕组与主绕组隔离,可以承受高达1500V的交流电压。 引脚5到8之间的绕组用于3.3V输出,而引脚6到7之间的绕组用于2.5V输出。 引脚4到9之间的绕组构成驱动绕组,用于驱动U1的MOSFET,并且与输出绕组同相。 3.3V和2.5V绕组是采用双线并绕方式,使绕组之间的耦合最大化。
副边整流
双MOSFET U1用于3.3V和2.5V输出的同步整流,以保证较高的转换效率。 变压器(T1的引脚9和4)驱动绕组打开MOSFET U1的栅极。 当原边MOSFET Q2关断时,驱动绕组上的电压变正,同时T2关断Q6。 当MAX5941的NDRV引脚变高,栅极驱动变压器T2接通栅极,使MOSFET Q6断开,从而迫使U1内部的双MOSFET关断。 按照这种工作方式,在3.3V和2.5V输出实现同步整流。
3.3V和2.5V反馈回路
U3包含了光耦、误差反馈放大器和内部1.24V基准。 2.5V和3.3V输出通过电阻R22和R1输入到误差放大器。 因为内部的误差放大器的同相端输入连接到内置1.24V基准电压,反馈控制器将保持R24上的电压稳定在1.24V。 R1和R22的阻值选择要保证流过R24电流的1/2来自3.3V输出,另外一半则来自于2.5V输出。 通过同步整流以及上述处理过程,可以使3.3V和2.5V输出误差低于±5%。 反馈回路还包括C11、C15、R13、R14以及R21等器件。 电阻R21在光耦导通时能够保持流入误差放大器的电流最小。
1.2V输出部分
1.2V输出由同步整流降压调节器从3.3V转换得到。 U4 (MAX8505)是PWM降压调节IC,内部包括同步整流所需的控制器和MOSFET。 在电容C20和C21上可以得到稳定的1.2V直流输出。
审核编辑:郭婷
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