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图1电路为完备的PD供电电路，具有一个DC-DC转换器，输出12V电压时可提供高达0.85A的电流。 MAX5953A内置高边、低边功率开关FET，低边FET不能配置为同步整流二极管。因此，buck转换器仅使用高边FET。因为IC内部的限流电路工作时利用低边FET电流产生的压降，该电路不具备自动电流限制功能。启动时，保险丝F1提供短路保护。

图1. 包含一个12V、0.85A buck转换器的PD原理图

MAX5953具有如下特性：

TVS二极管D1用于抑制瞬间尖峰电压和反向电压。

该电路根据输入电压不同工作在三种模式：PD侦测模式、PD分级模式和PD供电模式。使用或没有使用二极管电桥情况下的电压门限都符合IEEE 802.3af标准。

I在PD侦测模式下，供电设备(PSE)在V在施加两个1.4V至10.1V、最小步长为1V的电压，并记录这两点对应的电流测量值。 PSE随后计算ΔV/ΔI，确认25.5kΩ的特征电阻R1是否存在。此模式下，MAX5953A的绝大部分内部电路是关断的，且偏置电流低于10µA。

在分级模式下，PSE根据PD的功耗要求对PD进行分级。电阻R2 (255Ω)通知PSE，PD将在最大功率为6.49W至12.95W的3级模式下工作。当电源进入供电模式时，分级电流关断。

当V在上升到38V UVLO门限电压以上时，MAX5953A进入供电模式并逐渐打开内部MOSFET，抑制浪涌电流。

完成开启过程，且V外-在电子电气= 1.23V时，P好进入漏极开路模式。软启动电容C15由内部33µA的上拉电流充电，给DC-DC转换器提供软启动。通过设定分压电阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的电压门限，DC-DC转换器在达到VOUT = -30V (相对于V+)以前没有开始工作。

因为3级功率限制最大功率为12.95W，当输出电压为12V、电源转换效率为80%时，负载电流限制在0.85A。

热插拔电路说明

UVLO的默认启动电压为38.6V，默认关断电压约为30V。利用V+和V电子电气间的分压电阻(中心抽头接在UVLO)可以将UVLO的启动、关断电压设置在12V至67V之间的任意值。

达到UVLO门限电压时，以10µA电流给FET栅极充电，内置FET将缓慢导通。缓慢的导通过程使100µF电容C6的充电电流最小。该电路中，OUT的热拔插输出电压以大约910mV/ms的速率下降，电压作用到输入端大约8ms后开始下降，见图2。

图2. 热拔插启动和斜坡时序

CH1 = VSS, CH2 = VOUT

PWM电路说明

DC-DC转换器是典型的buck转换器，使用内部高边FET和外部肖特基同步整流二极管。输入电压范围为30V (由DCUVLO的分压电阻设置)至60V，该范围对应的降压比为最小2.5:1至最大5:1，对应的占空比为20%至40%。开关频率由R4、C4设定为532kHz，以提供最小420ns的导通脉冲宽度，保持低开关损耗。

软启动过程包括一下操作时序：限制OPTO反馈电压使其不要比C党卫军端电压高出1.45V，由内部33µA电流源给C党卫军端电容充电。 P好将CSS初始电压箝位至GND，而当OUT与V电子电气之间的差值小于1.2V时，热拔插功能完成，P好释放。该过程允许启动时反馈信号缓慢上升，缓慢增大占空比可以避免输出过冲。启动时OPTO引脚的上升斜率体现了软启动特性(图3)，当V光电电压约为2V时，斜坡电压处于正常工作状态。图4所示为重载时的情况，图5所示为轻载时的工作情况。

图3. 软启动时序

CH1 = VOPTO, CH2 = VCSS; CSS = 470nF

图4. PWM通过OPTD的反馈电压与RAMP电压比较进行控制

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 400mA

图5. 低电流负载条件下，PWM斜坡电压与OPTO的反馈电压进行比较

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 50mA

控制器工作在电压模式，前馈电压斜率由R3和C3设定。 OPTO信号与RAMP电压进行比较。

启动时的输出电压过冲

477nF的软启动电容(CSS)将过冲电压降至1%甚至更低，如图6所示。较小的CSS电容能够在一定程度上控制上电过程出现的输出电压过冲，如图7所示，当C党卫军 = 100nF时，电压过冲达到7.7%。更小的CSS可加速启动过程，但却增大了上电时的输出电压过冲。

图6. 启动过程的输出电压过冲

CH1 = VOUT, CH2 = VCSS, CSS = 470nF, RLOAD = 30Ω (IOUT = 400mA @ 12V)，过冲电压 ≈ 0

图7. 启动过程的输出电压过冲

CSS = 100nF

电流限制

虽然MAX5953内部集成有高边和低边FET，但低边FET只用于正激或反激电路中的变压器耦合隔离。高边、低边FET同时导通，电流检测通过检测低边FET的压降实现。因为没有使用低边FET，本电路没有电流检测功能。发生短路时，利用保险丝保护MAX5953和其内部调整管FET不受损坏。然而，一旦DC-DC转换器启动，保险丝的输出短路保护作用将很有限，因为保险丝的热迟滞可能导致通道上的器件损坏。

负载瞬变

图8所示的负载瞬变情况发生在从1/2到满负荷的负载突变。在输出端接一个固定400mA的负载，并联一个400mA脉冲负载。如果负载从0mA跳至400mA时，负载电压在瞬间发生剧大变化，如图9；而图8所示情况负载电压突变较低，当负载电流高于50mA时几乎与直流负载无关。

图8. 1/2到满负荷的负载跃变

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬变 = 1.2%, IOUT = 800mA→400mA→800mA

图9. 从0到1/2满负荷的负载跃变

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬变 = 5%至10%, IOUT = 400mA→mA→400mA

转换效率

转换效率介于负载电流为250mA时的71%至负载电流为1A时的80.5%。图10显示当850mA满负荷电流时，转换效率将大于80%。

图10. V在 = 48V时的转换效率

环路稳定性

电压模式控制环路存在两个极点：4.1kHz LCOUT (L1、C9)谐振频率，和一个由于COUT的低ESR产生的高于4MHz的零点。使用3类环路补偿可使单位增益带宽高于LCOUT的谐振频率。两个零点设置为2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11、C15)，补偿LCOUT的两个谐振极点，两极点置于20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。从图11控制环路波特图可以看出，单位增益频率为19.4kHz，相位裕量为59°。