为工作选择合适的稳压器：调压阀控制方案

对于负责复杂电路板各个方面的工程师来说，为特定负载点选择最佳稳压器可能是一项艰巨的任务。一些供应商提供了非常好的解决方案，但这并不能保证为特定应用提供合适的调节器。例如，为汽车应用设计的电源IC可能不是消费类产品的好选择。便携式电源应用面临着一系列独特的挑战，因为处理能力增加，而电池运行时间缩短。使用开关稳压器时，具有敏感RF电路和低噪声模拟前端（AFE）的设备带来了更大的挑战。在处理来自身体的低电平反射信号的超声设备中，频率同步输入可能是控制电源开关谐波的硬性要求。在更高电流的应用中，效率通常是最重要的要求。最终，工程师必须确定哪些电源特性对应用至关重要，然后选择专为这些要求而设计的稳压器。

细节决定成败

在为便携式应用选择稳压器时，占空比和负载使用情况是重要的细节。负载使用情况是指负载的行为方式。在正常运行下，负载是否恒定？它们是否经常在最小到最大满量程电流之间变化？占空比操作是设备处于活动状态的时间与其处于空闲或低电流状态的时间之比。

为什么这一切很重要？让我们看一些细节。负载使用很重要，因为它有助于确定所需的静态电流（IQ).例如，调压器是否大部分时间都在满载？然后选择具有超低 I 的稳压器Q可能不是最重要的规格，特别是当平均负载电流大大高于稳压器的额定值I时Q.如果是这种情况，并且工作占空比较低，并且稳压器的输出不是保活电压，并且可以在空闲和睡眠模式下关断，那么选择具有低关断电流的稳压器可能更为重要。此外，如果占空比较低且稳压器必须保持导通，则选择I低的稳压器Q在电池供电的产品中很重要。此外，如果稳压器在正常工作期间为轻负载提供服务所花费的时间与为满负载提供服务的时间一样多，那么超低工作电流对于优化其效率和电池运行时间非常重要。

选择控制方案

调节器控制方案在您的决策中起着非常重要的作用。更复杂的是，有几种类型的稳压器拓扑。迟滞或PFM方案通常用于需要在轻负载下优化效率的情况。当需要较低的输出噪声时，需要脉宽调制（PWM）拓扑，因为这些转换器在固定频率下工作，因此更容易滤波。PWM与PFM拓扑形成对比，在PFM拓扑中，轻负载时开关频率降低，而负载电流增加时开关频率增加。

一些稳压器提供双模式操作，因此可在PWM和跳跃工作模式之间切换。与使用 PWM 模式相比，在跳频模式下，轻负载下的整体功率效率有所提高。图1是开关稳压器（MAX15053）的典型效率图，工作在跳频模式。请注意，典型工作电流为1.53mA。因此，如果应用的工作占空比较低且负载电流接近最大值，则该开关稳压器是便携式应用的不错选择。需要注意的是，只要稳压器可以在空闲状态下处于关断状态，这一切都是准确的。但是，当工作占空比较低且稳压器在空闲和睡眠状态下始终导通时，则使用工作电流低的降压稳压器更为合适。图1还显示MAX1556降压稳压器在跳跃模式下的工作电流典型值为16μA。两款器件之间的并排效率比较表明，如果上电时稳压器必须1556%处于工作状态，MAX100是延长电池运行时间的更好选择。

图1.MAX15053开关稳压器（左）与MAX1556降压稳压器（右）的效率比较数据显示，MAX1556是待机模式下始终导通电源的更好选择。

待机电流对于便携式应用很重要，通过使用供应商的网站参数搜索工具可以简化稳压器搜索（图 2）。通过选择几个关键参数，例如内部开关、最小电压输入、最大电压输入和 I抄送（mA），相对容易地对许多器件选项进行分类，并快速选择适合应用的稳压器。在下面的示例中，设置了最小和最大输入电压，并选中了内部开关盒。设计工程师可以设置I抄送（mA） 滑块到提供的最低设置。现在，设计师从总零件中看到了两个最佳匹配项。

图2.用于缩小选择范围的参数搜索工具。

电流模式与电压模式控制

现在让我们花一些时间检查不同的控制拓扑。

PWM 开关稳压器有两种控制拓扑：电压模式 （VM）2, 4和电流模式 （CM）。1, 2, 3CM稳压器使用电感电流作为反馈环路和电压反馈环路的一部分。电感电流和输出电压误差信号是PWM调制器的输入信号。图3显示了峰值CM控制的简化原理图，其中峰值电感电流与输出电压一起控制。电感电流通过某种方式检测，并与控制电压V进行比较C，这是由输出电压误差得出的。CM控制需要斜率补偿，以防止占空比大于50%的次谐波振荡。

图3.电流模式 （CM） 控制。

自第一批开关稳压器设计问世以来，电压模式控制已经使用了很长时间。电压模式具有单个电压反馈路径;PWM是通过将电压误差信号与恒定斜坡波形进行比较来执行的。图 4 显示了此基本配置。

图4.电压模式 （VM） 控制。

CM控制的优势

因此，让我们从 CM 拓扑开始，简要了解这两种拓扑的优缺点。

为什么是当前模式？在仔细观察电流控制环路响应时，我们发现当控制FET导通时，通过R意义从电流检测放大器的输出端提供电压斜坡。电压斜坡与电感中的斜坡电流成正比。然后将该斜率补偿电压斜坡与误差放大器的输出进行比较。控制FET将一直导通，直到从电感电流检测到的电压等于控制电压VC.当这两个电压相等时，控制FET关断。下一个开关周期通过根据图3所示的固定频率时钟信号设置RS触发器来启动。因此，基本上电压控制环路决定了电流环路调节通过控制FET开关和电感器的峰值电流的水平。在不深入数学运算的情况下，CM控制消除了VM控制中的电感极点和二阶特性，因为内部电流控制环路包括输出滤波器电感。因此，外部电压控制环路只有输出滤波器的单极和负载电阻。您可以将CM转换器视为电流源，在低于电流环路带宽的频率下，向输出电容与负载阻抗并联形成的单极供电和调节电流。这一切意味着什么？基本上，这意味着补偿 CM 控制器的稳定性比使用 VM 控制器要容易得多。

现在让我们谈谈补偿计划。图5说明了这两种控制拓扑中使用的两个典型补偿网络之间的差异。电压模式补偿4左侧（III型）需要比电流模式补偿（II型）更复杂的补偿网络5在右侧，甚至可能不需要 C2。

图5.显示 VM 补偿（左）与 CM 补偿（右）的原理图。使用 CM 补偿时，可能不需要 C2。

CM控制方案早期的缺点之一是需要精确的电流检测2反过来，这会导致传感元件中的轻微功率损失。当今的集成电源解决方案消除了对外部检流电阻器的需求;电流检测通过使用 R 在内部执行DS（ON）的高边场效应管。除了简单的补偿2网络，CM转换器提供出色的线路调节，对大负载变化的极佳瞬态响应，以及周期间电流限制，因为每个定时周期都会检测到电流。

线路调整率定义为输出电压随输入电压变化而变化的量。它与控制到输出传递函数的增益有关。由于CM拓扑的控制至输出传递函数的增益与输入电压无关，因此线路调整率非常好。同样，对于这种拓扑，单极点以较少的相位/时间滞后工作，因此具有峰值CM控制的转换器将比具有VM PWM控制的转换器具有更好的瞬态响应。在检查VM拓扑的控制至输出传递函数时，输入电压对增益有直接影响，线路调整率会降低。当今的VM转换器通过采用电压前馈技术来克服这一问题，该技术根据输入电压改变PWM斜坡的斜率。表 1 概述了优点/缺点2两种拓扑。

那么，为什么选择虚拟机而不是CM？由于CM设计需要两个控制环路，并且与VM相比电路复杂性更高，因此选择具有VM控制的稳压器可能更具成本效益。从历史上看，由于输入电压工作范围较宽，尤其是在低线路/轻负载条件下，电流斜坡可能太浅，无法稳定地运行CM PWM。MAX17500/MAX17501/MAX17502/MAX17503和MAX17504系列高压CM转换器等新器件大大改善了这一限制。

	电流模式	电压模式
补偿	简单的补偿网络	复杂的补偿网络
直流电机和 CCM 操作	从临界导通模式（CCM）到不连续导通模式（DCM）的转换不是问题。	更难设计出在两种导通模式下都能提供良好性能的补偿器。
线路抑制	非常好的线路调节	需要电压前馈
电流检测	需要	不需要
次谐波振荡	当转换器的占空比接近50%时，电流模式控制可能不稳定。现代转换器采用内部斜率补偿，既消除了这些影响，也无需电源设计专业知识来考虑这些影响。	不適用
瞬态响应	由于 CM 控制可感应负载循环的变化;误差放大器不需要快速反应，因此环路可以进行校正。	在VM控制中，负载电流变化必须改变输出电压，然后误差放大器才能做出反应并进行校正。VM 控制响应非常高速负载瞬变的速度比 CM 控制慢。

什么是斜率补偿？

虽然大多数现代集成转换器都包含内置斜率补偿，但了解为什么需要斜率补偿非常重要。

假设降压转换器在连续导通模式（CCM）下工作。这意味着电感中的电流永远不会降至零，重负载时占空比约为75%，只有输出电流作为比较器的斜坡信号（即，没有斜率补偿）。负载瞬变至轻负载将导致电流控制环路提前关断控制FET开关。由于占空比为75%，因此电感电流衰减和电感磁芯中的磁通量几乎没有时间自行复位。同时，负载电压决定了电感的下降斜率。只要负载不短路，输出电感中的电流将需要一段时间才能斜坡下降到PWM比较器上的较低阈值。当时钟启动下一个周期时，开关永远不会打开，因为电流仍然过高。（或者，它在控制器的最小占空比下非常短暂地开启。如果电流真的很高，下一个周期可能会看到相同的条件并保持有效的关闭状态。

这种情况将使转换器在PWM开关频率的某个次谐波下振荡。斜率补偿提供了一种在较短的死区时间内将斜坡降至零的方法。内部时钟信号的斜坡与检测的电流波形相加。在过流条件下仍然会有非常短的脉冲，但是通过将时钟信号与电流信号相加，这种次谐波振荡已经得到解决。

同步与异步整流

仔细观察典型 DC/DC 转换器的功率级，我们发现有两种类型的输出级（图 6）。同时具有高端和低侧FET的转换器通常称为具有同步整流;DC/DC 转换器的控制模块将同步两个 FET 的导通/关断时间。此操作可优化并防止这些 FET 重叠，使两个 FET 同时导通。高端 FET 导通在 V外/在在× 1/F西 南部;低侧 FET 在 1 V 时导通外/在在× 1/F西 南部，其中 fsw 是转换器的开关频率。一般而言，对于低占空比应用，异步转换器可能无法满足电路板功率效率目标，因为传导功率损耗可能由I × V主导二极管功率损耗与低侧R的比较DS（ON）× I 同步转换器的功率损耗。

选择具有同步整流的器件时，请仔细观察应用。例如，如果应用是将5V转换为2.5V，则额定值为14V的稳压器可能不是最佳选择，因为它可能设计用于电信和服务器应用中常见的分布式12V电源总线。因此，内部高边FET可能具有更高的RDS（ON），针对 10V 和更低内核电压低于 1% 的典型占空比进行了优化。

在本例中，12V稳压器的FET可以针对低得多的占空比进行优化，其中RDS（ON）针对传导功率损耗占主导地位的低侧FET进行了优化;高边场效应管具有更高的RDS（ON）但栅极电荷要低得多，其中开关功率损耗往往占主导地位。因此，要将5V转换为2.5V，占空比为50%。选择最大额定值为 6V 的器件可能是更好的选择。通常，大多数设计用于5V和12V系统的降压转换器将采用同步整流器输出级。使用肖特基二极管代替低侧FET的异步整流级似乎在电压电平至少为24V或更高的工业应用中更为常见。

图6.异步与同步控制。

较新的器件，如上面提到的MAX17501–MAX17504，集成了高端和低端FET。它们的最大电压输入额定值为 60V，可在直流电压总线为 24V 或更高的工业应用中提高效率。

内部 FET 与外部 FET

没有针对所有可能的电源轨进行优化的通用稳压器。因此，有时希望优化给定应用效率的设计人员会选择需要外部FET的DC/DC控制器。在更高的功率水平下，当从1V创建低于12V的电源轨时，FET的选择至关重要。因此，选择具有更高R的高边FETDS（ON）当占空比较低时，低栅极电荷可以优化整体效率。此外，可能需要并联使用两个或多个FET来降低导通损耗，同时将低侧FET的开关损耗保持在最小水平。

最后的参考文献为 DC/DC 控制器的外部 FET 选择标准提供了一个良好的起点。

结论

第1部分提供了对选择正确稳压器时的设计权衡的更好理解。了解应用对于选择最佳调节解决方案至关重要。通过解释电压模式（VM）和电流模式（CM）控制之间的差异，我们帮助读者选择适合应用的最佳拓扑结构。读者还将受益于同步整流与异步整流之间性能与成本权衡的描述。最后，我们概述了为什么选择使用外部FET的控制器可能是有利的。本应用笔记面向电路板设计人员，他们可能无法使用内部电源工程师。