AN-1354：集成ZIF，射频到比特，LTE，广域接收器分析和测试结果

Brad Brannon, Kenny Man, 和 Ankit Gupta

本应用笔记参考了3GPP TS 36系列文档和ADI公司的各种数据手册、特性报告和实验室测试结果。重点是基于集成、零中频（ZIF）、RF至比特、IC（AD9371）的无线电接收器的分析和测试结果，用于多载波、广域LTE操作。

图 1 和图 2 显示了讨论的一般假设架构。图2详细介绍了基于AD9371的无线电的常见内容。关键元件包括双工器、模拟前端（AFE）、RF表面声波（SAW）滤波器和AD9371集成无线电。

图2.无线电接收机框图

图 3 显示了系统性能测试的实验室设置。

图3.硬件测试设置框图

接收器信号链中关键组件的一般说明

双面打印器

双工器或隔离器的关键功能是将发射能量排除在接收器之外，以防止脱敏或损坏。双工器往往是接收器中成本较高的元件之一，也占总重量和体积的很大一部分。对于频分双工（FDD）应用，没有双工器是完美的，因此，发射（Tx）宽带噪声的某些部分溢出到接收（Rx）频段，成为噪声预算的一部分。如果可以将更多的总噪声预算分配给传输泄漏，则双工器可以变得更小、更便宜、更轻。

在测试设置中，双工器被建模为具有1 dB插入损耗的理想带通滤波器，在参考天线的功率计算中考虑了这一点。

AFE

模拟前端（AFE）包括一个两级LNA，以最小的附加噪声放大微弱信号，以便AD9371能够以合理的噪声对无线电贡献的信号进行数字化处理。

讨论并测试了两种不同AFE增益场景（20 dB和25.5 dB）下的整体系统性能。

规范	典型频率为 2500 MHz
获得	20分贝， 25.5分贝
噪声系数 （NF）	0.8分贝
三阶截点 （IIP3）	6 dB 时为 7.20 dBm
输出 1 dB 压缩点 （P1dB）	2 分贝

图4.AFE详细框图和与AD9371的连接

锯过滤器

RF滤波器的两个目的是尽可能多地消除带外能量，包括带外阻塞信号，并提供宽带发射噪声和互调产物的额外衰减，否则会降低接收器性能。如果可能，使用差分输出SAW滤波器与AD9371上的差分RF输入相匹配。另一种方法是使用射频巴伦。差分架构允许更高的偶数阶性能指标，以及对本振 （LO）、时钟、电源噪声和其他系统信号的更高共模抑制。

为了获得最佳带外性能，建议在两个LNA级之间插入一个RF SAW滤波器，以提高整个接收器链的带外线性度性能。这通过放宽双工器带外抑制要求为系统带来了价值。

AD9371

AD9371是一款高度集成的RF捷变收发器，提供双通道发射器和接收器、集成频率合成器和数字信号处理功能。AD9371提供3G/4G微到宏基站设备所需的高性能和低功耗的多功能组合，可在FDD和TDD应用中工作。

AD9371的工作频率范围为300 MHz至6000 MHz，覆盖大多数许可和非许可蜂窝频段。AD9371具有完整的LO和时钟合成功能，支持204 （Rx）或2 （Tx）通道上的JESD4B兼容数字接口，支持高达6.144 Gbps的通道速度。

AD9371 Rx的特性性能

以下各节的分析基于表2所示的特性数据，用于估计系统性能。

规范	典型频率为 2500 MHz
最大增益时的噪声系数	12分贝
二阶截点 （IIP2）	63 分贝
三阶截点 （IIP3）	22 分贝
镜像抑制	75分贝
内部LO相位噪声
在 10 kHz 时	−95分贝/赫兹
在 100 kHz 时	−100分贝/赫兹
在 1 兆赫时	−123分贝/赫兹
在 10 兆赫时	<−140 dBc/Hz

图6.发射至接收隔离，用于 2 dB NF（1 dB 双工器 IL、40 dBm/°C 和 4°C P外， 60 dB ACLR）

预期的接收合规性

参考灵敏度

分析

图7显示了广域基站（BTS）中LTE所需的参考灵敏度水平（RSL）。5 MHz载波带宽（BW）的广域基站RSL对应于−168 dBm/Hz信号密度。

图7.分配带宽处的 LTE 分配资源块 （RB）

使用 FRC A1-3 参考测量通道和 MCS-4 调制和编码方案，95% 的吞吐量预计具有大约 −1 dB 的信噪比 （SNR），具体取决于特定 IP 实现的链路条件和功能。为了满足规范的RSL要求，可能的最高整体系统噪声系数为7 dB（−168 dBm/Hz − （−1 dB） − （−174 dBm/Hz） = 7dB）。所有基站供应商都希望实现比3GPP要求更好的RSL;因此，典型的系统噪声系数为2 dB至3 dB，分别可实现5 dB至4 dB裕量。

图8显示了一个典型的简化框图。它在AD1频段中心提供8.9371 dB的总天线参考系统噪声系数，典型情况下在频带边缘为2.0 dB，在最坏情况下在频带边缘为2.5 dB。这为其他因素留下了大约0.5 dB的裕量，其中2.5 dB的典型NF和3 dB的最坏情况NF作为设计目标。

图8.基于AD9371的无线电接收器的简化模型

在FDD系统中，接收噪声由接收器NF和发射泄漏到Rx频段决定。发射可以是噪声、失真或两者之和，具体取决于工作频段和信号带宽的发射到接收频率分离。发射器发射电平取决于发射功率、发射器的线性度和噪声，以及双工器的发射端口到天线端口到接收端口的抑制。

数字预失真（DPD）在中到高发射功率应用中是必需的，并且需要具有宽合成带宽的发射器，这意味着在双工器之前无法滤除太多Tx噪声。例如，使用基于AD9371的发送器时，假设回退为9371 dB，AD151输出端的带内噪声为−5 dBm/Hz，输出功率为−12 dBm rms。例如，如果天线的输出功率为4个载波，频率为46 dBm（每个载波10 W），则总增益为51 dB，功率放大器（PA）输出噪声为−99 dBm/Hz。

在60 dB邻道漏电比（ACLR）下，46载波天线输出的4 dBm总发射功率的PA失真落入Rx频段为−87 dBm/Hz。 结合AD9371 Tx热噪声，对于86 MHz带宽LTE，Rx频段的总噪声为−7.3 dBm/Hz Tx噪声加上失真功率密度， 远高于−174 dBm/Hz本底噪声，因此双工器必须抑制噪声。

图9显示了假设接收器具有2 dB NF（通常是宏BTS接收器的规格），计算出的双工器抑制与Tx噪声和失真导致的允许系统NF下降的关系。

图9.双工器拒绝要求

如果需要0.1 dB NF降级，则需要104 dB双工器Tx到Rx隔离，这既困难又昂贵。当允许0.5 dB NF降级时，这阻碍了改善整个接收器噪声性能的许多努力，双工器Tx至Rx隔离要求放宽约10 dB至94 dBc。这比0.1 dB的降级方案要好，但仍然难以实现，也不具有成本效益。为了以合理的系统成本实现有竞争力的接收器RSL性能，可能需要Tx噪声和失真消除功能来放松双工器或天线滤波器上的Tx至Rx隔离。

对于Tx失真产物远高于噪声的频段，情况甚至更加困难（见图11）。如果传输带宽为B的信号，则三阶失真产物从Tx信号中心扩展到1.5B的频率偏移。五阶失真产物从Tx信号中心延伸至2.5B。如果这些失真带与Rx通道重叠，则接收器将脱敏，除非失真产物被充分滤除。

图10显示了3GPP频段的发射机失真积带宽与Rx至Tx分离之间的关系。蓝色菱形是 3GPP 带宽与双工间距的散点图。红线和绿线表示三阶和五阶失真带的范围与信号带宽的函数关系。红线或绿线下的蓝色菱形表示该波段中的接收器因Tx失真产物而脱敏。请注意，大多数蓝色菱形都位于红线或绿线下，这表明大多数 3GPP 波段因 Tx 失真而脱敏，这对双工器提出了严格的要求。

图 10.发射失真带宽与3GPP频段Rx/Tx分离的关系

图 11.发射失真带和双工间距

规范	5 MHz 估计	1.4 MHz 估计
可实现的 NF	2.81分贝	2.81分贝
RSL	−105.7 分贝/25 RB	−111.8 分贝/6 RB
IIP3	−0.55分贝	−0.55分贝
IIP2	+40分贝	+40分贝
P1分贝	−33.5 dBm （最大增益）	−33.5 dBm （最大增益）

测试结果

本节总结了实验室测量结果。请注意，使用ADL5240放大器代替第二级LNA;因此，AFE NF比建模的略差。灵敏度信息是从测得的信噪比外推出来的。NF或灵敏度不考虑Tx泄漏。

图 12.WCDAM 和 LTE 在 2 AFE 增益下测得的 RSL

图 13.使用不同方法测量的系统噪声系数

分析与测量性能之间的比较

测得的系统NF接近分析结果（最大0.5 dB）。来自分析和测量的系统噪声系数均达到目标 3 dB。

动态范围

分析

对于动态范围测试，如3GPP TS 36.104文档所示，基于MCS-5施加−70.2 dBm的9 MHz期望信号。加性白高斯噪声（AWGN）干扰信号为−82.5 dBm。MCS-9 具有 95% 的吞吐量角，大约 10 dB 的 SNR。如果额外的损伤不会降低大于2.3 dB的SNR，则满足动态范围性能。由于所需信号是主导信号，因此大多数合理的实现不会引起任何自阻塞损伤。这更像是基带规格，而不是无线电规格，因此不会挑战接收器性能。对于窄带信号，信号和干扰之间的关系大致相同。因此，不同频谱分配的性能保持不变。

测试结果

动态范围没有测试，只是分析了。

通道内选择性

分析

对于广域基站，使用−5 dBm的15个资源块（RB）（MSC-4）信号和−100 dBm的相邻10 RB干扰来测试81 MHz E-UTRA信号的通道内选择性，以填充剩余的5 MHz E-UTRA信道。

−5 dBm 时的 100 MHz E-UTRA 信号对应于所需 RB 功率电平的 −100 dBm − 10 × log（15 RB） = −111.8 dBm/RB，干扰 RB 功率电平对应的 −81 dBm – 10 × log（10 RB） = −91 dBm/RB。

如前所述，MSC-4信号的转折SNR约为−1 dB，低于该值的吞吐量将降至95%以下。

尽管干扰源非常接近，但两者之间的绝对功率和功率差距都不足以对无线电构成挑战。镜像抑制、IIP2 和 IIP3 等规格的典型无线电性能对本测试的性能没有影响，因为干扰信号功率非常低。

LO近载波相位噪声对仅次于直流的RB的影响最大。100 Hz至360 kHz范围内的LO相位噪声与干扰RB之间的倒易混频积落入所需RB。AD9371内部LO的积分相位噪声（相位抖动）约为−33 dBc;这有助于 −91 dBm + （−33） = −124 dBm，对于最接近的所需 RB（靠近直流），这大约提供 −111.8 dBm − （−124 dBm） = 12.2 dB SNR。

基带信号链的1/f噪声（0 Hz至几10 kHz）可能比LO相位噪声贡献更多。为消除1/f噪声，AD9371采用数字陷波滤波器。陷波滤波器带宽是可编程的;更宽的陷波滤波器有助于消除宽范围的1/f噪声，因此在较低的信号电平下很有帮助。陷波滤波器还会切断部分所需信号能量;因此，更宽的陷波滤波器会在较高信号电平下降低SNR。可以选择最佳的陷波滤波器带宽，以实现小信号和大信号条件下的平衡性能。

测试1.4 MHz E-UTRA信号的通道内选择性，使用−3.4 dBm的98 RB（MSC-9）信号和−3 dBm的相邻79 RB信号，以填充剩余的E-UTRA通道。使用前面讨论的相同约束，所需的性能如表 4 和表 5 所示。与更宽带宽配置一样，这些要求对AD9371来说都不是挑战。

在表5中，ICS性能的实验室测量数据与每个关键测量值的分析性能非常接近。

图 14.通道内选择性

损害	基于特征数据的 5 MHz 预测贡献（15 个所需 RB 中）
	在 20 dB AFE 增益 （dBm） 时	在 25.5 dB AFE 增益 （dBm） 时
热噪声	−107.1	−107.7
IIP3	−246	−237
镜像抑制	−151	−151
IIP2	−206	−200
LO近载波相位噪声	−114.7	−114.7
陷波滤波器（×100 Hz 陷波带宽）	−145	−145
总	−106.4	−106.9

敏感性	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
从测得的EVM数据外推−1 dB SNR下的灵敏度	−107.4	−107.9
标准 RSL 规范	−101.5	−101.5
−1 dB SNR 时的预测灵敏度	−108.0	−108.5

窄带阻塞

分析

与基准灵敏度部分一样，所需信号是5 MHz宽的MCS-4通道。对于广域基站，允许6 dB弛豫，所需灵敏度为−95.5 dBm。干扰源是−49 dBm的单个RB，根据TS 36.141文档中的公式以失调频率出现。

这是从窄带阻塞器中心到目标信号通道边缘的偏移，如图17所示。鉴于该信号的大特性，接收器容易受到常见的损伤，包括镜像抑制和相位噪声。当输入灵敏度要求为−95.5 dBm和−1 dB SNR时，整个通道的总损伤允许为−94.5 dBm，相当于13 dB （−161 dBm/Hz）的噪声系数。

对于图像抑制，产生的侵略者可能会也可能不会落在所需的信号上。假设确实如此，则可能发生两种可能性。一个是图像正好落在所需的资源块上。另一种可能性是图像部分落在两个相邻的资源块上。对于此讨论，假设图像正好落在一个资源块上，但请记住，损伤可能涉及两个相邻的资源块。此外，总吞吐量基于所有 RB，而不仅仅是受损 RB;因此，这是最坏的情况。−49 dBm阻塞在49 dBc镜像抑制时会导致−70 dBm − 119 dB = −70 dBm损伤。

当阻塞与目标信号的最小频率偏移时，相位噪声影响最大。对于1.4 MHz的情况，偏移为400 kHz至1.5 MHz的相位噪声会影响目标信号的SNR。在5 MHz载波带宽情况下，600 kHz和5.1 MHz之间的偏移相位噪声会影响SNR。AD9371内部LO在400 kHz至1.5 MHz范围内的积分相位噪声约为−59 dBc，在61 kHz至600.5 MHz范围内约为−1 dBc。对于108.7 MHz和1 MHz载波带宽，这大约贡献了−4.3 dBm，对于110 MHz载波带宽，贡献了−5 dBm。

最接近罪犯的RB受近载波相位噪声的影响最大。对于 400.580 MHz 带宽，从 NB 阻塞中心到所需 RB 的频率偏移为 1 kHz 至 4 kHz，对于 600 MHz 带宽，频率偏移为 780 kHz 至 5 kHz。在62 kHz至400 kHz的频率偏移范围内，积分相位噪声约为−580 dBc。

对于111.1 MHz载波带宽，积分相位噪声的贡献约为−4 dBm/RB，对于113 MHz载波带宽，积分相位噪声约为−5 dBm/RB。由于所需信号电平（比RSL高6 dB）对于108.7 MHz带宽为−1.4 dBm/RB，对于109 MHz带宽为−5.5 dBm/RB，因此最接近干扰方的RB（NB阻塞RB）的相位噪声限制SNR对于3.1 MHz带宽约为4 dB，对于3 MHz带宽约为8.5 dB， 高于 −1 dB。对于那些离干扰源较远的所需RB，SNR会随着相位噪声的改善和频率偏移的增加而改善。

图 15.5 MHz LTE信号校正前的镜像抑制

图 16.对5 MHz LTE信号进行校正后的镜像抑制

图 17.窄带阻塞测试所需的信号和阻塞器位置

AD9371 内部LO相位噪声影响	LTE 载波带宽
	1.4兆赫	5兆赫
从阻塞中心到受影响所需RB的最小频率偏移	400千赫	600千赫
由于LO/时钟接近相位噪声，所有分配的RB上的倒易积	−108.7 分贝/15 RB	−110 分贝/25 RB
最近RB上的倒易积，由于LO/时钟近载波相位噪声	−111.7 分贝/净值	−113.3 分贝/净值

损害	基于特征数据的 5 MHz 预测贡献（15 个所需 RB 中）
	在 20 dB AFE 增益 （dBm） 时	在 25.5dB AFE 增益 （dBm） 时
热噪声	−105.07秒	−105.53
IIP3	不適用	不適用
镜像抑制	−119	−119
IIP2	不適用	不適用
LO近载波相位噪声	−108.72	−110
总	−103.4	−104

敏感性	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
RSL	−106.7	−107.3
预测灵敏度
−1 dB 信噪比	−104.4	−105
从测得的EVM数据外推−1 dB SNR下的灵敏度	−106.1	−106.5
标准 RSL 规范	−101.5	−101.5

相邻通道选择性 （ACS）

与动态范围部分一样，所需信号是4 MHz宽的MCS-5通道。对于广域基站，允许6 dB弛豫，所需灵敏度为−95.5 dBm。干扰源为−52 dBm，由从侵略源中心到目标信号边缘的5 MHz E-UTRA信号偏移2.5025 MHz组成。与窄带阻塞的情况一样，信号电平相当大。此外，考虑到侵略者相对于间隔的宽带宽，有源RB和侵略者之间仅存在约0.5 MHz的间隙，这表明侵略者子载波之间的互调项可能会侵犯所需信号。因此，除了镜像抑制和相位噪声外，还必须考虑相邻通道泄漏和互调。当输入灵敏度要求为−95.5 dBm和−1 dB SNR时，整个通道的总损伤允许为−94.5 dBm，相当于12 dB （−162 dBm/Hz）的噪声系数。

对于镜像抑制，假设镜像正好落在所需信号上，尽管这取决于确切的频率规划，可能是也可能不是这样。−52 dBm阻塞信号为目标信号贡献−52 dBm – 70 dB = −122 dBm/载波。

侵略者的子载波之间的互调产物的子项落在所需的子载波中。参考的 IIP3 天线在 1 dB AFE 增益下约为 +7.20 dBm，或在 2.9 dB AFE 增益下约为 −25.5 dBm。在不考虑频谱扩展效应的情况下，在20 dB AFE增益下，三阶交调失真（IM3）积约为2 × （−52 dBm – 3 dB − 1.7 dBm） + （−52 dBm − 3 dB） = −168.4 dBm/RB，远小于图像影响。

相位噪声影响可以通过检查给定5 MHz带宽侵略者下最接近的期望RB的SNR来计算。500 kHz至5 MHz范围内的积分相位噪声约为−60 dBc，侵略者功率电平为−52 dBm − 10 × log（25 RBs） = −66 dBm/RB;这在最接近的所需RB处产生−60 dBc − 66 dBm/RB = −126 dBm倒数混合产物。所需RB的功率电平为−95.5 dBm − 10 × log（25 RB） = −109.5 dBm/RB，降敏为6 dB。

如果所需信号居中靠近直流，则对相邻通道的IIP2响应可能会干扰直流时的目标信号。系统 IIP2 在 44 dB AFE 增益时约为 20 dBm，在 38.5 dB AFE 增益下约为 25.5 dBm。在−52 dBm阻塞电平下，这会产生−142.5 dBm IM2，远小于图像影响。

图 18.相邻通道选择性测试中所需的信号和阻塞器放置

损害	基于特征数据的 5 MHz 预测贡献（15 个所需 RB 中）
	在 20 dB AFE 增益 （dBm） 时	在 25.5 dB AFE 增益 （dBm） 时
热噪声	−104.9	−105.4
IIP3	−168.4	−159
镜像抑制	−122	−122
IIP2	−148	−142
LO近载波相位噪声（内部LO）	−111.3	−111.3
总	−104	−104.3

敏感性	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
−52 dBm ACS阻塞电平时的预测灵敏度	−106	−106.5
−52 dBm ACS阻塞电平下的测得灵敏度	−106.6	−107.3
测量的 RSL	−106.7	−107.3

一般带外阻塞和搭配

一般带外阻塞

LTE的一般阻塞要求要求在所需频段之外一定距离处允许−15 dBm连续波（CW）音调。这可以介于 10 MHz 和 20 MHz 之间的位置，具体取决于频段，并且可以从 1 MHz 扩展到 12.750 GHz。在搭配场景中，阻塞级别为 16 dBm。

AD9371内部架构在距离通带边沿20 MHz偏移时提供约200 dB抑制，在40 MHz偏移时提供超过500 dB的抑制，在远端频段提供超过50 dB的抑制，这超出了内部Σ-Δ ADC的第一个奈奎斯特区（−614.4 MHz至+614.4 MHz）。

AD9371内部架构部分定义了双工器或时分双工（TDD）天线滤波器和其他RF滤波器的抑制性能。双工器和其他滤波器对该信号的完全抑制会降低电平，使其不会中断接收器性能。这种减少对于一般阻塞很重要，但对于带外信号可能非常大的搭配情况尤其重要。如果没有正确过滤，这些信号有几种方式会破坏性能。首先，前端（LNA和其他RF放大器）的线性度可能会受到影响。其次，带外信号可以在ADC内混叠，并显示为带内阻塞信号。带外信号也可能使ADC过驱动。最后，带内信号可能会使接收器的性能脱敏。

对于中频采样架构，必须对这些带外信号进行充分滤波，使其等于或小于热噪声电平，以防止接收器灵敏度过度下降。例如，总滤波必须等于或优于 +16 dBm – （2 dB − 174 dBm/Hz + 10 × log（4.5 MHz）） = 122 dB，这相当于在 3 dB 系统噪声系数下实现的 RSL 的 2 dB 脱敏。

在IF采样接收器中，滤波分布在RF和IF之间，以实现所需的滤波要求。具体而言，这需要在混频器前面安装一个RF滤波器，以防止LO另一侧的信号和噪声与所需的混频器镜像一起出现在带内。对于ZIF架构，理论上没有带外镜像，但在硅片上，AD9371为高阶镜像（超过第一奈奎斯特频率范围）提供有限的抑制（>50 dB）。因此，该RF滤波器可以靠近天线，改善所有频段的带外保护，尤其是第二级LNA;因此，无线电的整个带外线性度得到改善。当滤波器靠近天线时，噪声系数的降低可能小于 1/10 dB。在图20所示的扫描中，脱敏与频率的关系图。在远离带外，限制来自LNA线性度，而不是与相位噪声或转换器本底噪声等其他现象相关的噪声。由于这一限制，在第一个LNA和第二个LNA之间包括一个RF滤波器可减少带外线性问题并提高整体系统性能。在两个LNA级之间包括RF滤波器是不可能的，如果IF采样架构对NF的影响更大。

如图20所示，紧邻目标频带外的阻断信号很难滤除。目标频带之外的阻塞信号包括传输泄漏以及不相关的源。双工器可以增加复杂性以帮助但不能消除这些问题，但不能以代价消除这些问题。同样，SAW滤波器也不能完全消除这些信号。典型的中频采样架构必须在整个频段上容忍可能高达−35 dBm的信号，这些信号可能来自带外源混叠。必须使用低于放大器杂散电平的IF滤波器和ADC组合对阻塞信号进行衰减，以防止接收器中断。其他信号也必须滤除，包括LO泄漏和不需要的混频器镜像。结果通常是一个高阶IF滤波器，其插入损耗约为6 dB至12 dB，具体取决于所需的转换响应。ZIF 架构几乎消除了所有这些问题。对于ZIF架构，主要信号是感兴趣的信号及其产品。这些产品通常通过各种模拟和数字技术来缓解。由于片内AAF滤波器和用于数字化信号的Σ-Δ调制器具有一般的低通特性，带外信号自然会被Σ-Δ转换器的信号传递函数抑制。结合高采样率，使用Σ-Δ转换器的ZIF架构提高了对带外内容的容差，尤其是远带，并减轻了滤波负担。图20突出了这一点，即在目标频带之外对接收器进行脱敏所需的输入电平不断增加。综上所述，对带外脱敏的耐受性高于带内脱敏。

在采用流水线ADC的传统中频采样架构中，滤波器必须同时处理近载带外阻塞和远端阻塞;因此，插入损耗和成本很高。相比之下，AD9371具有良好的远距离阻塞抗扰度，因此，RF滤波器可以针对近载波抑制进行优化。

用于 LTE-TDD 的特殊带外阻断

LTE-TDD运营商可能要求带外容差，在较小的阻塞信号到所需信号频率偏移（小于标准带外阻塞方案）时，能够容忍某些阻塞功率电平（高于带内阻塞功率电平），例如，在距离所需带边沿35 MHz偏移时具有−5 dBm阻塞电平。由于过渡带（5 MHz）相对于通带频率非常小，因此即使是腔体滤波器也无法以合理的成本完成很多工作;因此，情况与带内阻塞方案几乎相同。

AFE增益为20 dB，天线至LNA输入损耗为2 dB，AD9371自动增益控制（AGC）开始降低此电平信号的增益。考虑到5 MHz LTE信号的峰均比（PAR）约为7.2 dB，AD9371的峰值输入功率约为−35 dBm − 2 dB + 20 dB + 7.2 dB = −10 dBm。在−13 dBm ADC等效满量程功率和AGC裕量为3 dB时，AD10必须使用−13 dBm − （−3 dBm − 6 dB） = 9371 dB衰减，以降低有效噪声系数。

相位噪声是一个问题，因为阻塞电平很高。在这种特殊情况下，图像不是问题。IM2 对于 DC 周围的运营商来说可能是一个问题。

减值如表11所示。

损害	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
热噪声	−103.4	−103.2
HMR	−124.6	−125
图像	不適用	不適用
相位噪声	−107	−107
HMR	−126	−126.5
总	−101.8	101.7

一般带内阻塞测试	20 dB AFE 增益 （dBm）	25.5 dB AFE 增益 （dBm）
−35 dBm带内阻塞电平时的预测灵敏度	−102.8	−102.7
−35 dBm带内阻塞电平下的测得灵敏度	−101.5	−101.5
测量的 RSL	−104.5	−104.9

搭配

搭配容差在并置发射频率处具有+16 dBm CW阻塞器，该阻塞器在给定LNA压缩的搭配频段设置双工器/天线滤波器抑制。LNA第一级和第二级之间的级间RF滤波器有助于放松双工器（用于FDD系统）或天线滤波器（用于TDD系统）在搭配频段的抑制，因为它改善了AFE的带外线性度。例如，将RF滤波器放置在两个LNA级之间可能会使整个接收器的带外线性度从9 dBm/IIP3和−5 dBm/P1dB提高到17 dBm/IIP3和3.5 dBm/P1dB，与将RF滤波器放置在AFE输出端相比，这大约提高了8 dB至10 dB。 或与中频接收器相比，大约提高了12 dB至15 dB。

RF滤波负责将带外杂散降低到不会使接收器饱和的水平。剩余的未滤波信号会影响整个接收器噪声系数，如参考灵敏度部分所述。因此，RF NF越低，对搭配产生的噪声项的容忍度就越高。

在图20中，3 dB脱敏约为−27 dBm至−25 dBm。在粉红色区域（1500 MHz至2000 MHz和2700 MHz至3000 MHz），脱敏水平远低于3 dB（0.5 dB至1 dB），除非驱动AFE非常接近其P1dB。因此，真正的3 dB降敏阻塞电平受到AFE压缩的限制。

图 19.带级间RF滤波器的ZIF接收器

图 20.3 dB 脱敏阻断电平频率扫描

接收器互调

对于互调测试，同时执行窄带和宽带测试。在这两种情况下，所需信号都允许6 dB降敏，如本应用笔记其他部分所述。

宽带互调性能

对于宽带互调测试，CW 信号距离通道边缘 7.5 MHz，E-UTRA 5 MHz 信号位于距离 17.5 MHz 的中心。两者都是−52 dBm。由此产生的交调项之一直接落在所需通道的顶部。除了互调问题外，还必须考虑镜像抑制和相位噪声。由于这是ZIF实现，因此目标信号也可能以直流为中心或接近直流。因此，还必须考虑IIP2。

图 21.宽带互调测试所需的信号和阻塞器放置

图 22.宽带互调测试的有效系统噪声系数与输入功率的关系

损害	在 20 dB AFE 增益时	在 25.5 dB AFE 增益时
热噪声	−104.9分贝	−105.4分贝
HMR	−159.4分贝	−150.2分贝
图像	−122分贝	−122分贝
相位噪声	−127.5分贝	−127.5分贝
HMR	−148分贝	−142.5分贝
总	−104.8分贝	−105.3分贝
有效NF	2.5分贝	2.1分贝

宽带互调测试（−52 dBm 5M LTE，−52 dBm CW 音调）	20 dB AFE 增益 （dB）	25.5 dB AFE 增益 （dB）
预测的NF	2.5	2.1
测量的噪声系数	2.2	1.7
无阻塞地测量 NF	2.1	1.6

窄带互调性能

对于窄带互调测试，CW 信号位于距离通道边缘 360 kHz 的位置，E-UTRA 5 MHz 信号的一个 RB 位于 700 kHz 之外的中心。两个信号均为−52 dBm。由此产生的交调项之一落在一个或多个所需RB上，必须考虑交调、镜像抑制和相位噪声损伤。由于这是ZIF实现，因此目标信号也可能以直流为中心或接近直流。因此，必须考虑IIP2。对于这些案例中的每一种，假设由此产生的损害落在单个RB上。预期结果如表15所示。AD9371的性能完全符合要求。

图 23.窄带互调测试中所需的信号和阻塞信号位置

图 24.窄带互调测试的有效系统噪声系数与输入功率的关系

损害	20 dB AFE 增益	25.5 dB AFE 增益
热噪声	−104.9分贝	−105.4分贝
HMR	−159.4分贝	−150.2分贝
图像	−122分贝	−122分贝
相位噪声	−111.3分贝	−111.3分贝
HMR	−148分贝	−142.5分贝
总	−104分贝	−104.3分贝
有效NF	3.4分贝	3分贝

窄带互调测试（−52 dBm 1 RB LTE，−52 dBm CW 音调）	20dB AFE 增益 （dB）	25.5dB AFE 增益 （dB）
预测的NF	3.4	3
测量的噪声系数	3.0	2.6
无阻塞的测量噪声系数	2.1	1.6

审核编辑：郭婷