D类音频放大器：什么、为什么以及如何

D类放大器于1958年首次提出，近年来越来越受欢迎。什么是D类放大器？它们与其他类型的放大器相比如何？为什么 D 类对音频感兴趣？制造“好”音频D类放大器需要什么？ADI公司的D类放大器产品有哪些特点？在以下页面中找到所有这些问题的答案。

音频放大器背景

音频放大器的目标是在产生声音的输出元件上以所需的音量和功率水平再现输入音频信号，忠实、高效且低失真。音频频率范围约为 20 Hz 至 20 kHz，因此放大器在此范围内必须具有良好的频率响应（驱动频段受限扬声器（如低音扬声器或高音扬声器）时频率响应较小）。功率能力因应用而异，从耳机中的毫瓦到电视或 PC 音频中的几瓦，再到“迷你”家庭立体声和汽车音频的数十瓦，再到更强大的家庭和商业音响系统的数百瓦及以上，以及让剧院或礼堂充满声音。

音频放大器的简单模拟实现使用线性模式下的晶体管来创建输出电压，该输出电压是输入电压的缩放副本。正向电压增益通常很高（至少40 dB）。如果前向增益是反馈环路的一部分，则总环路增益也将很高。通常使用反馈是因为高环路增益可提高性能，从而抑制正向路径非线性引起的失真，并通过提高电源抑制（PSR）来降低电源噪声。

D类放大器的优势

在传统的晶体管放大器中，输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。音频系统的许多可能实现包括A类、AB类和B类设计，与D类设计相比，即使是最高效的线性输出级，输出级功耗也很大。这种差异在许多应用中具有明显的D类优势，因为较低的功耗产生的热量更少，节省了电路板空间和成本，并延长了便携式系统的电池寿命。

线性放大器、D类放大器和功耗

线性放大器输出级直接连接到扬声器（在某些情况下通过电容器）。如果在输出级使用双极结型晶体管（BJT），它们通常以线性模式工作，集电极-发射极电压较大。输出级也可以用MOS晶体管实现，如图1所示。

图1.CMOS线性输出级。

功率在所有线性输出级中耗散，因为产生过程在外 不可避免地导致非零我DS 和在DS 在至少一个输出晶体管中。功耗很大程度上取决于用于偏置输出晶体管的方法。

A 类拓扑使用其中一个晶体管作为直流电流源，能够提供扬声器所需的最大音频电流。A类输出级可以达到良好的音质，但功耗过大，因为较大的直流偏置电流通常会流过输出级晶体管（我们不需要它的地方），而不会输送到扬声器（我们确实想要它）。

B 类拓扑消除了直流偏置电流，功耗显著降低。其输出晶体管以推挽方式单独控制，允许 MH 器件向扬声器提供正电流，ML 吸收负电流。这降低了输出级功耗，只有信号电流传导通过晶体管。然而，当输出电流通过零并且晶体管在开和关条件之间变化时，由于非线性行为（交越失真），B类电路的音质较差。

AB类是A类和B类的混合折衷方案，使用一些直流偏置电流，但远低于纯A类设计。小直流偏置电流足以防止交越失真，从而实现良好的音质。功耗虽然在A类和B类限制之间，但通常更接近B类。需要一些类似于B类电路的控制，以允许AB类电路提供或吸收大输出电流。

遗憾的是，即使是设计良好的AB类放大器也具有显著的功耗，因为其中档输出电压通常远离正电源轨或负电源轨。因此，漏源电压降大，从而产生显著的我DS ×在DS瞬时功耗。

由于采用了不同的拓扑结构（图 2），D 类放大器的功耗远低于上述任何一种。其输出级在正电源和负电源之间切换，以产生一系列电压脉冲。该波形对于功耗是良性的，因为输出晶体管在不开关时电流为零，并且电流低在DS 当它们传导电流时，因此给出更小我DS× VDS.

图2.D类开环放大器框图。

由于大多数音频信号不是脉冲序列，因此必须包括调制器以将音频输入转换为脉冲。脉冲的频率成分包括所需的音频信号和与调制过程相关的重要高频能量。通常在输出级和扬声器之间插入低通滤波器，以最大程度地减少电磁干扰（EMI），并避免用过多的高频能量驱动扬声器。滤波器（图3）需要无损（或几乎无损），以保持开关输出级的功耗优势。滤波器通常使用电容器和电感器，唯一有意耗散的元件是扬声器。

图3.差分开关输出级和LC低通滤波器。

图4比较了理想的输出级功耗（P迪斯） 表示 A 类和 B 类放大器，测量 AD1994 D 类放大器的功耗，与传送到扬声器的功率（P负荷），给定音频正弦波信号。功率数字被归一化为功率级别，P负荷。.max，此时正弦被削波到足以引起 10% 的总谐波失真 （THD）。垂直线表示P负荷剪辑从哪个开始。

图4.A类、B类和D类输出级的功耗。

对于很宽的负载范围，特别是在高值和中等值下，功率耗散的显着差异是可见的。削波开始时，D类输出级的耗散比B类低约2.5倍，比A类低27倍。 请注意，A类输出级消耗的功率多于输送到扬声器的功率，这是使用大直流偏置电流的结果。

输出级功率效率 Eff 定义为

削波开始时，A 类放大器的 Eff = 25%，B 类放大器的 Eff = 78.5%，D 类放大器的 Eff = 90%（见图 5）。A类和B类的最佳情况值是教科书中经常引用的值。

图5.A 类、B 类和 D 类输出级的功率效率。

在中等功率水平下，功耗和效率的差异会扩大。这对于音频很重要，因为响亮音乐的长期平均值比瞬时峰值电平低得多（20 到 <> 倍，具体取决于音乐类型），后者接近P负荷。.max.因此，对于音频放大器，[P负荷 = 0.1 ×P负荷。.max]是用于评估的合理平均功率水平P迪斯.在此水平上，D类输出级耗散比B类小107倍，比A类小<>倍。

适用于 10W 音频放大器P负荷。.max，平均值P负荷1 W 可以被认为是一个真实的聆听水平。在这种情况下，D类输出级内部耗散282 mW，而B类输出级为2.53 W，A类输出级为30.2 W。在这种情况下，D类效率从更高功率时的78%降低到90%。但即使是78%的效率也比B类和A类的效率要好得多，分别为28%和3%。

这些差异对系统设计具有重要影响。对于高于1 W的功率水平，线性输出级的过度耗散需要采取大量的冷却措施，以避免不可接受的加热——通常使用大块金属板作为散热器，或使用风扇将空气吹过放大器。如果放大器作为集成电路实现，则可能需要笨重且昂贵的热增强型封装来促进传热。这些考虑因素在消费类产品中是繁重的，例如平板电视，其中空间非常宝贵，或者汽车音频，其趋势是将更多的通道数塞进固定空间。

对于低于 1 W 的功率水平，浪费功率可能比发热更困难。如果由电池供电，线性输出级将比D类设计更快地耗尽电池电量。在上面的例子中，D类输出级的电源电流消耗比B类低2.8倍，比A类低23.6倍，导致手机、PDA和MP3播放器等产品中使用的电池的寿命有很大差异。

为简单起见，到目前为止，分析仅集中在放大器输出级上。然而，当考虑放大器系统中的所有功耗源时，线性放大器在低输出功率水平下可以比D类放大器更有利。原因是在低电平下，产生和调制开关波形所需的功率可能很大。因此，设计良好的中低功率AB类放大器的全系统静态耗散使其与D类放大器具有竞争力。不过，对于较高的输出功率范围，D类功耗无疑更胜一筹。

D类放大器术语，差分与单端版本

图3显示了D类放大器中输出晶体管和LC滤波器的差分实现方案。该H桥具有两个半桥开关电路，为滤波器提供极性相反的脉冲，滤波器由两个电感器、两个电容器和扬声器组成。每个半桥包含两个输出晶体管——一个连接到正电源的高边晶体管 （MH） 和一个连接到负电源的低边晶体管 （ML）。这里的图表显示了高边pMOS晶体管。高边 nMOS 晶体管通常用于减小尺寸和电容，但需要特殊的栅极驱动技术来控制它们（延伸阅读 1）。

全H桥电路通常采用单电源供电（VDD），接地用于负电源端子 （V党卫军).对于给定的 VDD和 V党卫军，电桥的差分特性意味着它可以提供两倍的输出信号和四倍的输出功率。半桥电路可以由双极性电源或单电源供电，但单电源版本施加了可能有害的直流偏置电压VDD/2，在扬声器两端，除非添加了阻断电容器。

半桥电路的电源电压总线可以通过来自LC滤波器的大电感电流“泵浦”超过其标称值。泵浦瞬态的dV/dt可以通过在V之间增加较大的去耦电容来限制DD和 V党卫军.全桥电路不会受到总线泵送的影响，因为流入其中一个半桥的电感电流从另一个半桥流出，从而形成一个对电源干扰最小的本地电流环路。

音频 D 类放大器设计中的因素

较低的功耗为在音频应用中使用D类提供了强烈的动力，但设计人员面临着重要的挑战。其中包括：

输出晶体管尺寸的选择

输出级保护

音质

调制技术

电磁干扰

液相色谱滤波器设计

系统成本

输出晶体管尺寸的选择

选择输出晶体管尺寸以优化各种信号条件下的功耗。确保在DS进行大型时保持较小我DS 需要导通电阻（R上）的输出晶体管要小（通常为0.1欧姆至0.2欧姆）。但这需要具有较大栅极电容（CG).开关电容的栅极驱动电路消耗功率—简历2f，其中C为电容，V为充电时的电压变化，f为开关频率。如果电容或频率过高，这种“开关损耗”就会变得过大，因此存在实际上限。因此，晶体管尺寸的选择是在最小化两者之间进行权衡我DS ×在DS 导通期间的损耗与最小化开关损耗。在高输出功率水平下，导电损耗将主导功耗和效率，而低输出电平下的开关损耗则主要由功耗决定。功率晶体管制造商试图尽量减少R上 ×CG 产品，以降低开关应用中的整体功耗，并在开关频率选择方面提供灵活性。

保护输出级

必须保护输出级免受许多潜在危险条件的影响：

过热：D类的输出级功耗虽然低于线性放大器，但如果放大器被迫长时间提供非常高的功率，仍会达到危及输出晶体管的水平。为了防止危险的过热，需要温度监控控制电路。在简单的保护方案中，当输出级的温度（由片上传感器测量）超过热关断安全阈值时，输出级被关断，并保持关闭状态，直到其冷却下来。除了关于温度是否超过关断阈值的简单二进制指示外，传感器还可以提供额外的温度信息。通过测量温度，控制电路可以逐渐降低音量，降低功耗并将温度保持在限制范围内，而不是在热关断事件期间强制实现可察觉的静音期。

输出晶体管中的电流过大：如果输出级和扬声器端子正确连接，输出晶体管的低导通电阻不是问题，但如果这些节点无意中相互短路，或者与正极或负极电源短路，则会产生巨大的电流。如果不加以控制，这种电流会损坏晶体管或周围的电路。因此，需要电流检测输出晶体管保护电路。在简单的保护方案中，如果输出电流超过安全阈值，则输出级关断。在更复杂的方案中，电流传感器输出被反馈到放大器，力求将输出电流限制在最大安全水平，同时允许放大器连续运行而不关断。在这些方案中，如果尝试的限制被证明无效，则可以强制关闭作为最后的手段。有效的限流器还可以在扬声器谐振引起的瞬态电流较大的情况下保持放大器安全运行。

欠压：大多数开关输出级电路只有在正电源电压足够高的情况下才能正常工作。如果存在欠压情况，即电源过低，则会产生问题。此问题通常由欠压锁定电路处理，该电路仅当电源电压高于欠压锁定阈值时，才允许输出级工作。

输出晶体管导通时序：MH 和 ML 输出级晶体管（图 6）具有非常低的导通电阻。因此，避免MH和ML同时开启的情况非常重要，因为这会从V创建低电阻路径DD到 V党卫军通过晶体管和较大的直通电流。充其量，晶体管会发热并浪费功率;在最坏的情况下，晶体管可能会损坏。晶体管的先开后合控制通过在打开一个晶体管之前强制两个晶体管关闭来防止击穿条件。两个晶体管关闭的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。

图6.输出级晶体管的先开后合开关。

音质

要实现D类放大器的良好整体音质，必须解决几个问题。

放大器打开或关闭时发生的咔嗒声和爆裂声可能非常烦人。然而，遗憾的是，除非在放大器静音或未静音时特别注意调制器状态、输出级时序和LC滤波器状态，否则它们很容易引入D类放大器。

信噪比（SNR）：为避免放大器本底噪声发出嘶嘶声，便携式应用的低功耗放大器的信噪比通常应超过90 dB，中等功率设计的信噪比应超过100 dB，高功率设计的信噪比通常应超过110 dB。这对于各种放大器方案都是可以实现的，但在放大器设计过程中必须跟踪各个噪声源，以确保获得令人满意的整体SNR。

失真机制：其中包括调制技术或调制器实现中的非线性，以及输出级用于解决直通电流问题的死区时间。

有关音频信号电平的信息通常以D类调制器输出脉冲的宽度编码。增加死区时间以防止输出级直通电流会导致非线性时序误差，从而在扬声器上产生与时序误差与理想脉冲宽度成比例的失真。避免击穿的最短死区时间通常最适合最小化失真;有关优化开关输出级失真性能的详细设计方法，请参见延伸阅读2。

其他失真来源包括：输出脉冲中的上升和下降时间不匹配、输出晶体管栅极驱动电路的时序特性不匹配以及LC低通滤波器组件的非线性。

电源抑制 （PSR）：在图2电路中，电源噪声几乎直接耦合到扬声器，抑制非常小。这是因为输出级晶体管通过非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。滤波器可抑制高频噪声，但设计用于传递所有音频，包括噪声。有关单端和差分开关输出级电路中电源噪声影响的良好描述，请参见进一步阅读3。

如果既不解决失真也不解决电源问题，则很难实现优于10 dB的PSR或优于0.1%的总谐波失真（THD）。更糟糕的是，THD往往是听起来很糟糕的高阶类型。

幸运的是，这些问题有很好的解决方案。使用具有高环路增益的反馈（如许多线性放大器设计中所做的那样）会有很大帮助。LC滤波器输入端的反馈将大大提高PSR，并衰减所有非LC滤波器失真机制。LC滤波器非线性可以通过将扬声器包含在反馈环路中来衰减。PSR > 60 dB、THD < 0.01% 的发烧友级音质可在精心设计的闭环 D 类放大器中实现。

然而，反馈使放大器设计复杂化，因为必须解决环路稳定性问题（这是高阶设计的重要考虑因素）。此外，连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲时序错误的重要信息是必要的，因此控制环路必须包括模拟电路来处理反馈信号。在集成电路放大器实现中，这会增加芯片成本。

为了最大限度地降低IC成本，一些供应商倾向于最小化或消除模拟电路内容。一些产品使用数字开环调制器和模数转换器来检测电源变化，并调整调制器的行为以进行补偿，如延伸阅读3中所述。这可以改善PSR，但不能解决任何失真问题。其他数字调制器试图预补偿预期的输出级时序误差，或校正调制器的非理想性。这至少可以部分解决一些失真机制，但不是全部。这些类型的开环D类放大器可以处理容忍相当宽松的音质要求的应用，但某种形式的反馈似乎是最佳音频质量所必需的。

调制技术

D类调制器可以通过多种方式实现，并得到大量相关研究和知识产权的支持。本文将仅介绍基本概念。

所有D类调制技术都将有关音频信号的信息编码为脉冲流。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相关联，脉冲的频谱包括所需的音频信号加上不需要的（但不可避免的）高频内容。所有方案中的总积分高频功率大致相同，因为时域波形中的总功率相似，并且根据帕塞瓦尔定理，时域中的功率必须等于频域中的功率。然而，能量的分布差异很大：在某些方案中，在低本底噪声顶部有高能量音调，而在其他方案中，能量的形状使得音调被消除，但本底噪声更高。

最常见的调制技术是脉宽调制（PWM）。从概念上讲，PWM将输入音频信号与以固定载波频率运行的三角形或斜坡波形进行比较。这会在载波频率处产生脉冲流。在载波的每个周期内，PWM脉冲的占空比与音频信号的幅度成正比。在图7的示例中，音频输入和三角波都以0 V为中心，因此对于0输入，输出脉冲的占空比为50%。对于大正输入，它接近 100%，对于大负输入，它接近 0%。如果音频幅度超过三角波的幅度，则发生完全调制，脉冲序列停止切换，单个周期内的占空比为0%或100%。

图7.PWM概念和示例。

PWM 之所以具有吸引力，是因为它允许在几百千赫兹的 PWM 载波频率下实现 100 dB 或更好的音频频段 SNR，其低到足以限制输出级的开关损耗。此外，许多PWM调制器在接近100%调制时保持稳定，在概念上允许高输出功率 - 直到过载点。然而，PWM有几个问题：首先，PWM过程在许多实现中固有地增加了失真（延伸阅读4）;接下来，PWM载波频率的谐波在AM无线电频段内产生EMI;最后，PWM脉冲宽度在接近完全调制时变得非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动器电路中造成了问题——由于驱动能力有限，它们无法以再现几纳秒宽的短脉冲所需的过快速度正确开关。因此，在基于PWM的放大器中，通常无法实现完全调制，从而将可实现的最大输出功率限制在低于理论最大值的水平，理论最大值仅考虑电源电压、晶体管导通电阻和扬声器阻抗。

PWM的替代方案是脉冲密度调制（PDM），其中给定时间窗口内的脉冲数与输入音频信号的平均值成正比。单个脉冲宽度不能像PWM那样任意，而是被“量化”为调制器时钟周期的倍数。1位Σ-Δ调制是PDM的一种形式。

Σ-Δ 中的大部分高频能量分布在很宽的频率范围内，不像 PWM 那样集中在载波频率倍数的音调中，从而为Σ-Δ 调制提供了优于 PWM 的潜在 EMI 优势。在PDM采样时钟频率的图像中仍然存在能量;但是，对于3 MHz至6 MHz的典型时钟频率，镜像在音频频段之外，并且被LC低通滤波器强烈衰减。

Σ-Δ的另一个优点是最小脉冲宽度为一个采样时钟周期，即使对于接近完全调制的信号条件也是如此。这简化了栅极驱动器设计，并允许在理论上全功率下安全运行。尽管如此，1位Σ-Δ调制并不常用于D类放大器（延伸阅读4），因为传统的1位调制器只能稳定到50%调制。此外，至少需要64×过采样才能实现足够的音频频段SNR，因此典型输出数据速率至少为1 MHz，电源效率有限。

最近，已经开发了自振荡放大器，例如进一步阅读5中的放大器。这种类型的放大器始终包括一个反馈环路，环路的特性决定了调制器的开关频率，而不是外部提供的时钟。高频能量通常比PWM更均匀地分布。由于反馈，可以实现出色的音频质量，但环路是自振荡的，因此很难与任何其他开关电路同步，或者在不先将数字转换为模拟的情况下连接到数字音频源。

全桥电路（图 3）可以使用“3 态”调制来降低差分 EMI。在传统的差分操作中，半桥A的输出极性必须与半桥B的输出极性相反。仅存在两种差分工作状态：输出 A 高电平，输出 B 低电平;和 A 低，B 高。然而，存在两种额外的共模状态，其中两个半桥输出的极性相同（高电平或低电平）。这些共模状态之一可与差分状态结合使用，以产生3态调制，其中LC滤波器的差分输入可以是正、0或负。0 状态可用于表示低功率电平，而不是像 2 态方案中那样在正负状态之间切换。在0状态期间，LC滤波器中发生的差分活动非常小，从而降低了差分EMI，但实际上增加了共模EMI。差分优势仅适用于低功率水平，因为正负状态仍必须用于向扬声器提供大量功率。3态调制方案中不同的共模电压电平给闭环放大器带来了设计挑战。

驯服电磁干扰

D类放大器输出的高频成分值得认真考虑。如果理解和管理不当，这些组件会产生大量EMI并中断其他设备的运行。

关注两种类型的EMI：辐射到空间的信号和通过扬声器和电源线传导的信号。D类调制方案确定传导和辐射EMI分量的基线频谱。但是，可以使用一些板级设计技术来降低D类放大器发出的EMI，尽管其基准频谱。

一个有用的原理是最小化承载高频电流的环路面积，因为相关EMI的强度与环路面积以及环路与其他电路的接近程度有关。例如，整个LC滤波器（包括扬声器接线）的布局应尽可能紧凑，并靠近放大器。电流驱动和返回路径的走线应保持在一起，以尽量减少环路面积（使用双绞线作为扬声器线很有帮助）。另一个需要关注的地方是切换输出级晶体管的栅极电容时发生的大电荷瞬变。通常，该电荷来自储能电容，形成包含两种电容的电流环路。通过最小化环路面积，可以减小该环路中瞬态的EMI影响，这意味着将储能电容尽可能靠近其充电的晶体管。

有时，将RF扼流圈与放大器的电源串联是有帮助的。如果放置得当，它们可以将高频瞬态电流限制在放大器附近的本地环路，而不是沿着电源线长距离传导。

如果栅极驱动非重叠时间很长，来自扬声器或LC滤波器的电感电流可能会正向偏置输出级晶体管端子上的寄生二极管。当非重叠时间结束时，二极管上的偏置从正向变为反向。在二极管完全关断之前，较大的反向恢复电流尖峰可能会流动，从而产生麻烦的EMI源。这个问题可以通过保持非常短的非重叠时间来最小化（也建议尽量减少音频失真）。如果反向恢复行为仍然不可接受，肖特基二极管可以与晶体管的寄生二极管并联，以转移电流并防止寄生二极管导通。这很有帮助，因为肖特基二极管的金属半导体结本质上不受反向恢复效应的影响。

带有环形电感磁芯的LC滤波器可以最大限度地减少放大器电流产生的杂散场线。来自更便宜的鼓芯的辐射可以通过屏蔽来减少，这是成本和EMI性能之间的良好折衷 - 如果注意确保屏蔽不会不可接受的降低扬声器的电感线性度和音质。

液相色谱滤波器设计

为了节省成本和电路板空间，大多数用于D类放大器的LC滤波器都是二阶低通设计。图3显示了二阶LC滤波器的差分版本。扬声器用于抑制电路的固有共振。虽然扬声器阻抗有时近似为简单的电阻，但实际阻抗更复杂，可能包括重要的无功分量。为了在滤波器设计中获得最佳效果，应始终寻求使用准确的扬声器型号。

常见的滤波器设计选择是瞄准最低带宽，从而将目标最高音频频率下的滤波器响应下降降至最低。典型滤波器具有40 kHz巴特沃兹响应（以实现最大平坦通带），如果高达1 kHz的频率需要小于20 dB的下降。表中的标称分量值给出了常见扬声器阻抗以及标准 L 和 C 值的近似巴特沃兹响应：

电感 L （μH）	电容 C （μF）	扬声器 电阻（欧姆）	带宽 –3 dB （千赫赫）
10	1.2	4	50
15	1	6	41
22	0.68	8	41

如果设计不包括来自扬声器的反馈，扬声器的THD将对LC滤波器元件的线性度敏感。

电感器设计因素： 设计或选择电感器的重要因素包括磁芯的额定电流和形状以及绕组电阻。

额定电流：所选内核的额定电流应高于最高预期放大器电流。原因是，如果电流超过额定电流阈值且磁通密度过高，许多电感磁芯将磁饱和，从而导致不必要的电感急剧降低。

电感是通过在磁芯上缠绕一根导线而形成的。如果匝数很多，则与总导线长度相关的电阻很大。由于该电阻在半桥和扬声器之间串联，因此一些输出功率将在其中耗散。如果电阻太高，请使用较粗的导线或将磁芯更换为需要较少导线匝数以提供所需电感的其他材料。

最后，不应忘记，如上所述，所使用的电感器形式会影响EMI。

系统成本

影响使用 D 类放大器的音频系统总成本的重要因素是什么？我们如何才能最大限度地降低成本？

D类放大器的有源元件是开关输出级和调制器。该电路的构建成本与模拟线性放大器大致相同。真正的权衡发生在考虑系统的其他组件时。

D类的较低耗散节省了散热器或风扇等冷却设备的成本（和空间）。D类集成电路放大器可能能够使用比线性放大器更小、更便宜的封装。当从数字音频源驱动时，模拟线性放大器需要D/A转换器（DAC）将音频转换为模拟形式。模拟输入D类放大器也是如此，但数字输入类型有效地集成了DAC功能。

另一方面，D类的主要成本缺点是LC滤波器。元件（尤其是电感器）占用电路板空间并增加费用。在大功率放大器中，整体系统成本仍然具有竞争力，因为LC滤波器成本被冷却设备的大量节省所抵消。但在成本敏感的低功耗应用中，电感器费用变得繁重。在极端情况下，例如便宜的手机放大器，放大器IC可能比LC滤波器的总成本便宜。此外，即使忽略货币成本，LC滤波器占用的电路板空间在小尺寸应用中也可能是一个问题。

为了解决这些问题，有时完全取消了LC滤波器，以创建一个无滤波器放大器。这样可以节省成本和空间，但失去了低通滤波的优势。如果没有滤波器，EMI和高频功耗可能会增加得令人无法接受——除非扬声器是电感性的，并且非常靠近放大器，否则电流环路面积最小，功率水平保持较低水平。虽然在手机等便携式应用中通常可行，但对于家庭立体声音响等更高功率的系统是不可行的。

另一种方法是尽量减少每个音频通道所需的LC滤波器组件数量。这可以通过使用单端半桥输出级来实现，该级需要的L和C数量仅为差分全桥电路所需数量的一半。但是，如果半桥需要双极性电源，则与产生负电源相关的费用可能令人望而却步，除非负电源已经用于其他目的，或者放大器有足够的音频通道来摊销负电源的成本。或者，半桥可以由单电源供电，但这会降低输出功率，并且通常需要一个大的隔直电容。

ADI公司的D类放大器

刚才讨论的所有设计挑战加起来可能是一个相当苛刻的项目。为了节省设计人员的时间，ADI公司提供各种D类放大器集成电路，包括可编程增益放大器、调制器和功率输出级。为了简化评估，每种放大器类型都提供演示板以简化评估。这些电路板的PCB布局和物料清单可作为可行的参考设计，帮助客户快速设计工作、经济高效的音频系统，而无需“重新发明轮子”来解决主要的D类放大器设计挑战。

例如，考虑AD1990、AD1992和AD1994，AD5系列双功放IC，面向需要两个通道的中等功率立体声或单声道应用，每通道输出功率分别高达10、25和<> W。 以下是这些IC的一些特性：

AD1994 D类音频功率放大器集成了两个可编程增益放大器、两个Σ-Δ调制器和两个功率输出级，可驱动家庭影院、汽车和PC音频应用中的全H桥连接负载。它生成的开关波形可以驱动立体声扬声器，每个扬声器高达25 W，或单个扬声器驱动50 W单声道，效率为90%。其单端输入施加于可编程增益放大器（PGA），增益可设置为0、6、12和18 dB，以处理低电平信号。

该器件具有针对过热、过流和击穿电流等输出级危险的集成保护。由于采用了特殊的定时控制、软启动和直流偏移校准，与静音相关的咔嗒声和爆裂声极少。规格包括 0.001% THD、105dB 动态范围和 >60 dB PSR，使用来自开关输出级的连续时间模拟反馈和优化的输出级栅极驱动。其 1 位 Σ-Δ 调制器特别针对 D 类应用进行了增强，可实现 500 kHz 的平均数据频率、高达 90% 调制的高环路增益和全调制的稳定性。独立调制器模式允许其驱动外部 FET 以获得更高的输出功率。

PGA、调制器和数字逻辑采用5 V电源，开关输出级采用8 V至20 V高压电源。相关参考设计符合 FCC B 类 EMI 要求。采用6 V和5 V电源驱动12 Ω负载时，AD1994静态功耗为487 mW，710 × 2 W输出电平功耗为1 mW，省电模式下功耗为0.27 mW。采用 64 引脚 LFCSP 封装，额定温度范围为 –40°C 至 +85°C

审核编辑：郭婷