采用MAX25014的LED背光驱动系统的低输入电压工作

本应用笔记描述了MAX25014 4通道背光高亮度LED驱动器在低输入电压下的工作。介绍了由此产生的问题和适当的组件选择指南，以及理论计算和台架测量之间的比较。本应用笔记重点介绍升压转换器拓扑结构。

介绍

本应用笔记详细介绍了MAX25014 4通道背光高亮度LED驱动器的低输入电压应用。它提出了一个效率计算，该计算考虑了IC和外部组件的贡献，并建议了如何减少这种条件下的功率损耗。MAX25014为峰值电流模式控制的LED驱动器，可驱动多达<>个不同配置的LED串。本应用笔记重点介绍其升压拓扑，其中LED串正向电压始终高于输入电源电压范围。假设LED驱动器始终保持连续导通模式（CCM）。

MAX25014具有多种特性：149路集成电流输出，每路可吸收高达<>mA的LED电流，集成扩频和相移，I2C 控制脉宽调制 （PWM） 调光和混合调光，以及 400kHz 至 2.2MHz 之间的可编程开关频率。该器件在启动后可在低至 2.5V 的电源电压下工作。

图1.MAX25014的典型工作电路

低输入电压升压转换器工作和效率

在分析低输入电压下的升压转换器行为之前，必须介绍LED驱动器参数的一些初步定义。

驱动LED串所需的总输出电流（ILED）为：

其中ISTRING是每个字符串的电流和 N字符串是字符串的数量。

驱动 LED 串所需的电压 （VLED） 是：

其中VOUT_指OUT_引脚调节电压（约等于1V），VF是每个 LED 上的典型预期正向压降，而NLED是每个串中的 LED 数量。

占空比 （D） 计算非常简单：

其中 VD是整流二极管的正向压降（约0.6V），VIN是以伏特为单位的输入电源电压。

包括预期的转换器效率 （η经验值），在定义的输入电压值下，占空比和LED电流决定了平均电感电流（IL平均） 作为：

现在确定了平均电感电流，峰值电感电流（ILP）为：

其中 ΔIL是峰峰值电感电流纹波，单位为安培 （A）。通常考虑平均电感电流的±30%作为最大峰峰值纹波，ΔIL是：

与大多数升压稳压器一样，MAX25014采用内部LDO稳压器，由器件输入端供电，为IC内的模拟和数字控制电路提供较低电压的电源。

MAX25014可以保持V电压抄送= 当LDO稳压器输入从升压转换器的输入切换到升压转换器的输出时，为外部MOSFET提供5V驱动，当前者降至5.8V （典型值）切换门限时。这可以防止LDO输出电压崩溃，从而限制栅极驱动器适当增强外部MOSFET的能力。因此，它使其在更高的电阻状态下工作，当电流通过器件时，以热量的形式引起更高的功率耗散。或者，LDO本身的功耗在低输入电压下会变高，如后面的章节所示。

低侧MOSFET漏源电阻散热引起的功率损耗（PRDSON） 称为传导损耗。

除了传导损耗外，还必须考虑低侧MOSFET和高侧二极管（PSW、M和PSW、D）的开关损耗：这些损耗随着升压开关速度的增加而增加。因此，当编程开关频率高于1MHz时，当输入电压低于开关电压时，MAX25014将其降低30%，以减少散热。

所述特性在IC中实现，因为在非常低的输入电压和高开关频率下，升压转换器的效率会降低，输入电流可以达到非常高的水平。因此，MOSFET的总损耗会变得严重并产生相当大的热量。

除外部开关外，电感器是导致功率损耗的另一个重要因素。电感总损耗（PL） 可分为欧姆损耗和磁芯损耗。前者与电感的绕组电阻（R.DCR），而后者直接取决于开关频率。如果不详细了解核心材料特性，就无法轻松建模，并且在此分析中被忽略了。电感的绕组电容在后续段落中也忽略了。

NGATE保护开关的传导损耗（P恩加特）和续流二极管（P二极管） 总结对外部元件功耗的分析。将上述所有因素相加以得出总外部损失（P内线):

还必须考虑IC本身的功耗，尽管它对整体系统效率的影响很小。主要损耗来自集成稳压器模块（P线性分布器）、吸电流 （P沉）、栅极电荷（PGATE_CHARGE）和静态电流消耗（PQ），并形成总IC损耗（P集成电路） 作为：

（公式 1）、（公式 2）、（公式 7）和（公式 8）共同计算转换器的效率 （η）：

计算η后，必须通过设置η迭代更新公式4中的效率校正因子经验值= η，得到越来越准确的IL值平均直到两个效率值匹配。

功率损耗因数的详细说明

本部分介绍如何获得每个组件的功耗。从IC损耗开始，首先需要计算内部LDO稳压器所需的电流平均值：

其中 QG是所选外部 MOSFET 开关的总栅极电荷和 f西 南部是转换器的开关频率。

内部稳压器消耗的功率为：

电流吸收、栅极电荷和静态或待机功耗损耗分别计算如下：

IC的静态电流IQ值可以从MAX25014数据资料中的器件EC表中检索。

与上一节中提到的外部元件相关的传导损耗由以下公式给出：

RDSON_NGATE公式19是NGATE保护开关的漏源电阻。

MOSFET开关损耗的粗略估计值可以使用栅极驱动电流、漏极电流和漏极电压波形的简化线性近似值来计算：

tLX可以考虑MOSFET导通程序的两个不同开关转换期间的栅极驱动电流来估计：

我G2电流从V对器件的输入电容充电千到 VGS，米勒，和我G3电流放电 C.rss漏极电压从V下降时的电容发光二极管至 0V。五世GS，米勒和 V千参数可在所选MOSFET的数据资料中找到，RHI为栅极驱动器的高端电阻（该值在MAX25014数据资料中表示），RG是 MOSFET 内部和外部栅极电阻的总和。

两个开关转换时间为：

该 CHS2和 C.RSS电容也是MOSFET特有的参数，其典型值可在器件的数据手册中找到。t2 和 t3 的总和导致所需的 tLX时间：

整流二极管上的开关损耗发生在从导通状态到非导电状态的转换中，已知低于MOSFET上的开关损耗，并且对于第一近似值，被认为是：

数值模拟和台架测试结果比较

上一段介绍的公式理论上评估了MAX25014升压转换器在不同输入电压下的效率。将数值结果与MAX25014评估板上的效率测量结果进行了比较，该评估板在8.9MHz开关频率下驱动120个2和2 LED串，每个串的恒定电流为12mA。假设每个LED都有一个典型的预期正向压降，LED驱动器电路必须由4V至2V输入电压供电。评估板上使用的主要外部元件的值和部件号如图<>所示。

图2.MAX25014的典型工作电路

表2列出了用于数值仿真的组件特定值，除了图1中已经显示的值。

电气参数	值
QG – NTMFS5C673NLT1G	4.5nC
VGS，米勒 – NTMFS5C673NLT1G	2.9V
VTH – NTMFS5C673NLT1G	1.6V
CISS – NTMFS5C673NLT1G	880pF
CRSS – NTMFS5C673NLT1G	11pF
IQ – MAX25014	9.5毫安
RHI – MAX25014	1.5Ω
RDCR – XAL1510472ME	9mΩ
RDSON – NTMFS5C673NLT1G	13mΩ
RDSON_NGATE – NVMFS5C677NLT1G	21.5毫欧

图 3 和图 4 显示了两种情况下的效率比较结果。

图3.MAX25014效率与输入电压的关系，8 × 4 LED，f西 南部= 2.2兆赫。

图4.MAX25014效率与输入电压的关系，9 × 4 LED，f西 南部= 2.2兆赫。

结论

本应用笔记介绍了影响MAX25014效率提升的主要因素，重点介绍该器件在低输入电压下的表现。

审核编辑：郭婷