同步整流辅助低压电源

同步整流器可以提高开关电源效率，特别是在低压低功耗应用中。本文将同步整流器与肖特基二极管类型进行比较，并说明了一些在其应用中有用的电路技巧。

为了取得成功，下一代便携式产品，如个人通信器和数字助理，必须在电池充电之间提供至少12小时的运行时间。实现这一 12 小时目标的大部分进展必须来自射频、计算机和电池技术，因为电源性能已接近极限。典型的转换效率已经超过95%。尽管如此，电源必须挤压电池的全部价值。同步整流器是同步整流器，尤其是在未来微处理器和存储芯片需要的低输出电压下。

同步整流器是一种电子开关，通过在开关模式稳压器中的二极管整流器上放置一条低电阻导通路径来提高功率转换效率。MOSFET通常用于此目的，但双极晶体管和其他半导体开关也适用。

开关模式整流器两端的正向压降与输出电压串联，因此整流器的损耗几乎完全决定效率。随着电源电压逐渐下降，整流器的设计需要更多关注，因为器件的正向压降占输出电压的比例越来越大。随着每个主要μP制造商将连续的制造工艺上线，向新电压水平的竞赛正在急剧进行。目前，即将发布的μP传言表明VCC为1.1V。

如果您认为低压电源还有很长的路要走，请考虑联合电子设备工程委员会 （JEDEC） 已经起草了 2.5V 低压电源的接口标准。除此之外，还需要一个用于端接高速数据总线的1.5V电源的标准，例如66MHz Gunning收发器逻辑总线。施乐公司的Bill Gunning发明的总线由144个或更多的漏极开路晶体管驱动器组成，每个驱动器都有一个50w的电阻上拉到1.5V电源。其他低压数据总线包括Rambus，Futurebus，HSTL和CTT。因此，低压电源总线可能很快就会出现。

即使在3.3V电压下，整流器损耗也很大。对于具有3.3V输出和12V电池输入的降压稳压器，除其他损耗机制外，肖特基二极管的0.4V正向电压的典型效率损失约为12%。在较低的输入电压下，损耗并不那么糟糕，因为整流器的占空比较低，因此导通时间较短。然而，肖特基整流器的正向下降通常是主要的损耗机制。

图1显示了使用同步整流器的效率增益。对于7.2V的输入电压和3.3V的输出，同步整流器将肖特基二极管整流器的效率提高了约4%。图1还显示，随着输出电压的降低，同步整流器的效率增益更大。

图1.基于高性能降压开关模式稳压器并由标准7.2V笔记本电脑电池供电的数据显示，同步整流器在5V时对效率影响不大，但在3.3V及以下时有显著改善。

二极管与同步整流器

在没有并联同步整流器的情况下，开关稳压器中整流二极管两端的压降（图2a）会导致效率损失，随着输出电压的下降，效率损失会加剧。图2a中的肖特基二极管的简单降压转换器在电感放电时箝位开关节点，即电感的摆动端。

在图2b的同步整流器版本中，一个大的N沟道MOSFET开关取代了二极管，并形成半桥配置，将开关节点箝位至−0.1V或更低。图2a中的二极管将该节点箝位至−0.35V。直观地说，这两种整流器的损耗都会随着输出电压的降低而增加。在 VIN2VOUT 时，整流器压降与负载电压串联，约为开关周期的一半。随着输出电压的下降，整流器中损失的功率成为负载功率的更大比例。

使用二极管或MOSFET整流器之间的基本权衡是驱动MOSFET栅极所需的功率是否抵消了减小正向压降所获得的效率。同步整流器的效率增益在很大程度上取决于负载电流、电池电压、输出电压、开关频率和其他应用参数（参见图2中的表格）。更高的电池电压和更轻的负载电流增强了同步整流器的价值。主开关的占空比等于 1-D，其中 D 等于 ton/（ton + toff），随着电池电压的增加而增加。此外，正向压降随着负载电流的增加而减小。

图2.同步整流器只需用低R代替（a）中的肖特基二极管DS（ON）场效应管 （b）.这种低电阻导通路径将 5V 至 3.3V 3A 转换器的效率提高至 3% 至 4% 左右。

栅极驱动信号是计算同步整流器效率增益的关键因素。例如，您可以通过使用 5V 栅极驱动（如逻辑电平 MOSFET）而不是输入（电池）电压来降低栅极损耗。您只需从由电池供电的 5V 线性稳压器为栅极驱动供电即可。更好的是，您可以从稳压器的输出电压自举栅极驱动器的电源轨。（这种方法以旁路开关的形式增加了初始上电的复杂性。此外，还必须权衡与降低栅极电压相关的较低损耗与较高的R。DS（ON）由增强程度较低的 MOSFET 引起。

在比较二极管和同步整流器时，请注意，同步整流器MOSFET并不总是取代通常的肖特基二极管。为防止高端和低端MOSFET的开关重叠可能导致破坏性的交叉传导电流，大多数开关稳压器都包含死区时间延迟。同步整流器 MOSFET 包含一个积分寄生体二极管，可用作箝位，并在此死区时间内捕获负电感电压摆幅。然而，该体二极管损耗大，关断缓慢，并可能导致1%至2%的效率下降。

因此，有意从电源中挤出最后一个百分点效率的设计人员将肖特基二极管与同步整流器MOSFET并联。该二极管仅在死区时间内导通。与硅体二极管并联的肖特基二极管在较低电压下导通，确保体二极管永不导通。通常，以这种方式使用的肖特基二极管可能比简单降压电路所需的类型更小、更便宜，因为平均二极管电流较低。（肖特基二极管的峰值电流额定值通常远大于其直流电流额定值。需要注意的是，在高开关频率下，死区时间的传导损耗可能会变得很大。例如，在死区时间为300ns的100kHz转换器中，额外功耗等于I负荷× V前轮驱动对于6.2V、5W电源，×td × f = 1 mW（其中f是开关频率，td是死区时间），这意味着效率损失约为0.5%。

轻负载效率是计算机长时间处于几乎休眠挂起模式的移动应用程序的关键参数。对于便携式设备中常用的降压型开关模式稳压器，同步整流器的控制电路对轻载效率和噪声性能有很大影响。轻载或空载条件下的关键问题是MOSFET关断信号的时序。

当负载电流较轻时，电感电流放电至零，变为不连续或反转方向。在处理此问题时，您至少有三种选择。您可以继续保持同步开关打开，直到下一个周期开始，允许电感反转。您可以在轻负载时完全禁用同步整流器。或者，您可以检测电感电流的过零点，并逐周期关闭同步整流器。每种方法都涉及不同领域的权衡。

过去，设计人员广泛使用的选项是保持电感开关导通，直到下一个周期开始（图 3a），这需要使用互补波形驱动 MOSFET 栅极。这种方法产生的噪声较低，并允许采用简单的控制方案：栅极驱动信号只是高边开关驱动信号的反相、相反相位版本。噪声较低有两个原因，这两个原因都与连续电感电流有关。首先，没有脉冲跳跃可确保恒定的开关频率，无论负载如何。恒定的基波开关频率可确保谐波频率下的输出纹波和EMI不会对音频或无线电系统的IF频段造成严重破坏。其次，这种方法消除了由电感和开关节点上的杂散电容组成的谐振电路可能引入振铃的死区时间。

让电感电流反转的缺点是同步整流器从输出端拉电流。该电路在下一个半周期内替换这些损失的输出能量。然而，在周期开始时，当高端开关导通时，电路将早期电流反转期间存储的电感能量传输到输入旁路电容。

这个动作类似于永动机，其中能量在输入和输出电容器之间穿梭。不幸的是，摩擦破坏了所有永动机方案。在这种情况下，摩擦包括开关和I2R损耗。当能量来回穿梭时，电路会消耗所有微小寄生电阻和开关效率低下的功率。因此，需要额外的能量来维持穿梭动作。最明显的后果是5.2V、5W电路的空载电源电流（典型值为1mA）。

第二种选择是在轻负载时完全关闭同步整流器，提供简单性和低静态电源电流。通常将此方法与脉冲跳跃操作结合使用，该操作由轻负载脉冲频率调制 （PFM） 控制方案控制。每当电路进入轻负载脉冲跳跃模式时，电路就会禁用同步整流器，让随附的并联肖特基二极管完成所有工作。禁用同步整流器可防止电感电流反转，并且不会出现来回穿梭能量的问题。

最后一个选项是检测电感电流的过零并快速锁存同步整流器，逐周期关闭同步整流器（图 3b）。这种方法提供了最高的轻负载效率，因为同步整流器在不允许电感电流反转的情况下完成其工作。但是，为了有效，开关稳压器IC的电流检测放大器用于监控电感电流，必须将高速与低功耗相结合。

图3.允许电感电流反转可提供低噪声特性，这对于具有RF数据链路的无线计算机很重要，但会降低轻负载效率（a）。在轻负载时关闭同步开关会产生类似于二极管整流器（b）的振铃波形。

图4.如果使用互补栅极驱动方法，并且输出负载较轻，则电感电流在同步整流器的导通时间内反转，下一个半周期开始，电流反向流过高端MOSFET（MOSFET是双向的）。在开关死区时间内，电流流过寄生二极管。

逻辑控制输入可以将同步整流器操作从互补驱动选项转换为零点关闭选项（图 5）。当低电平时，*SKIP*允许正常工作：该电路对重负载采用脉宽调制（PWM），对于轻负载，电路自动切换到低静态电流脉冲跳跃模式。当高电平时，无论负载如何，*SKIP* 都会强制 IC 进入低噪声固定频率 PWM 模式。此外，对*SKIP*施加高电平会禁用IC的过零检测器，允许电感电流反转方向，从而抑制寄生谐振LC谐振电路。

这种控制对于具有内置无线电的计算机非常方便。当无线电不使用并且主机系统从运行模式进入挂起模式时，电源会自动采用其轻负载脉冲跳跃模式以节省电源。如果RF收发器导通，则逻辑信号强制电源进入低噪声模式，无论输出负载如何，都能保持安静工作。

图5.该N沟道降压稳压器具有低噪声逻辑控制输入，可动态调整同步整流器的时序。

与同步整流器的栅极驱动时序相关的另一个问题是使用反激绕组可以获得的多个输出的交叉调节。许多设计人员都知道，在降压稳压器的电感器内核上放置一个额外的绕组或耦合电感可以提供辅助输出电压，而成本相当于二极管、电容器和几美分的电线（图 6）。然而，很少有设计人员知道同步整流器可以帮助调节此输出。

图6.次级绕组的反馈输入（SECFB）极大地改善了轻初级负载或低I/O差分电压条件下多个输出的交叉调节。

通常，图6中的耦合电感反激技巧在高端开关导通时将部分能量存储在内核中，并在同步整流器的低端开关导通时通过次级绕组将部分能量放电至辅助15V输出。放电期间，初级两端的电压等于V外+ V坐，其中 V外是主输出和 V坐是同步整流器的饱和电压。因此，次级输出电压等于初级输出乘以匝数比。

不幸的是，如果同步整流器在零电流时关闭，并且初级负载很轻或不存在，则15V输出将下垂至地，因为此时内核不存储能量。如果同步整流器保持导通，初级电流可以反转，使变压器以正向模式工作，从而提供理论上无限的输出电流能力，防止15V输出下垂。不幸的是，静态电源电流受到很大影响。

然而，图6中的电路实现了出色的交叉调节，而静态电源电流没有损失。第二个额外的反馈环路检测15V输出。如果该输出处于稳压状态，则同步整流器像往常一样在零电流时关断。如果输出降至13V以下，则在初级电流达到零后，同步整流器将保持导通一微秒。因此，即使主15V输出无负载，5V输出也可以提供数百毫安的电流。该方案还在低V值下提供了更好的15V负载能力在-V外，随着电池电压随着放电而下降，这一点变得很重要。

次级侧同步整流器

次级绕组上的多个同步整流器可以取代多输出非隔离应用中常用的高压整流二极管（图 7）。这种替代可以显著改善辅助输出的负载调整率，并且通常无需线性稳压器，否则您可以添加线性稳压器来提高输出精度。您必须选择击穿额定值足够高的 MOSFET，以承受反激电压，反激电压可能远高于电池电压。将次级侧 MOSFET 的栅极直接连接到主同步 MOSFET（DL 端子）的栅极，可提供必要的栅极驱动。

图7.耦合电感次级输出可受益于同步整流。为了适应负辅助输出，只需交换次级侧 MOSFET 的漏极和源极。（为清楚起见，此简化原理图省略了使开关稳压器工作所需的大部分辅助元件。

另一个巧妙的技巧使同步整流器能够为高端开关MOSFET提供栅极驱动。利用外部开关节点产生高于电池电压的栅极驱动信号，可在同步整流器降压转换器中对两个开关使用 N 沟道 MOSFET。与 P 沟道类型相比，N 沟道 MOSFET 具有许多优势，因为它们卓越的载流子迁移率使栅极电容和导通电阻提高了近 2：1。

飞电容升压电路提供高端栅极驱动（图 8）。跨接电容器与高端 MOSFET 的栅极-源极端子并联。该电路或者通过二极管从外部 5V 电源对该电容器充电，并将电容器与高端 MOSFET 的栅源端子并联。然后，充电电容器充当内部栅极驱动逆变器的电源电压，其与几个并联的74HC04部分相当。受开关节点偏置，逆变器的负电源轨位于LX端子的功率开关波形上。

图8.BST和LX之间的电容由开关节点（电感的左端）驱动，为上栅极驱动逆变器提供高架电源轨。

同步整流器对于图8的栅极驱动升压电源是必不可少的。如果没有这个低边开关，就无法保证电路在初始上电时启动。首次通电时，低侧 MOSFET 强制开关节点至 0V，并将升压电容器充电至 5V。在第二个半周期，栅极驱动器的DH输出切换为高电平，将升压电容连接到MOSFET的栅源电介质上。将5V栅极驱动信号泵浦到电池电压以上可提供接通高端开关所需的增强电压。

到目前为止，我们专注于降压拓扑的同步整流器。但是，您也可以在升压和反相拓扑中加入同步整流器。图9中的升压稳压器在有源整流器模块中采用内部pnp同步整流器。升压拓扑要求整流器与VOUT串联，因此IC将pnp集电极连接到输出，将发射极连接到开关节点。整流器控制块的快速比较器检测整流器是正向偏置还是反向偏置，并相应地驱动pnp晶体管打开或关闭。当晶体管导通时，自适应基极电流控制电路使晶体管保持在饱和边缘。这种情况最大限度地减少了基极电流造成的效率损失，并通过最小化存储基极电荷引起的延迟来保持高开关速度。

图9.该升压稳压器中的内部同步整流器，即有源整流器，取代了该位置经常使用的肖特基整流器。

pnp同步整流器的一个有趣的附带优点是它能够提供升压和降压动作。对于普通升压稳压器，输入电压范围受通过电感和二极管的输入至输出路径的限制。（这种不需要的路径是简单升压拓扑中固有的。因此，如果VIN超过VOUT，则通过整流器的导通路径可能会向上拖动输出，从而可能因过压而损坏负载。

图9中的pnp整流器电路在开关模式下工作，即使VIN超过VOUT，有源整流器也充当开关。这种作用更类似于调节电荷泵，而不是降压稳压器，因为降压工作模式需要在高压侧安装第二个开关。图9电路的效率接近线性稳压器的效率：在四节电池的电压范围内（高达6.2V）的效率相当好。

产生负电压的反相拓扑稳压器（有时称为降压-升压稳压器）是同步整流的有用应用。与升压拓扑一样，反相拓扑将同步整流器与输出串联，而不是接地（图 10）。在本例中，同步开关是N沟道MOSFET，其源极与负输出相连，漏极与开关节点相连。

图 10.反相拓扑要求同步开关与输出串联。

该电路通过将IC的GND引脚连接到负输出电压而不是电路地，诱使所得的300kHz降压稳压器充当反相拓扑开关。该开关稳压器的效率约为 88%，比同类异步整流器电源高出 4%。

审核编辑：郭婷