LTspice的真正价值是什么？

一切都很完美

我从一个案例开始，该案例展示了工程师如何在工作台上（或使用模拟器）被卷入“理想”组件的谬误中。顺便说一句，举一个双晶体管非稳定电路的简单例子。该电路是对称的，并且使用理想元件，在仿真中不太可能振荡。在现实生活中，一个晶体管的β值会比另一个晶体管略高，并且会更早地开始传导，从而在工作台上开始振荡。我们可以在模拟中通过放置初始条件来帮助模拟器来解决这个问题。如果你运行下面的模拟，你就会明白我的意思。如果您通过右键单击 .ic 语句并更改单选按钮将 .ic 语句从注释转换为 SPICE 指令，您将看到这提供了启动振荡器的轻微不平衡。

回到这个案例，客户报告了我们的放大器之一ADA4522的台式测试问题，他们使用该放大器对分流器上的电压进行差分检测。在该应用中，分流器测量电机线圈中的电流，因此没有理由将其参考到地。

令人惊讶的行为是，差分放大器的输出似乎也取决于分流器两端的失调电压。如果他们将检测电阻与电路隔离，并用一个众所周知的电流驱动它，放大器输出就会反映该电流。相反，如果在分流器和本地接地之间引入任何直流失调，放大器输出就会发生变化，比40V直流失调的预期值改变约20mV。在100mV的信号上，40%的误差是一个问题。客户通过改变正负直流偏移量进行了实验，发现与预期行为的偏差基本上与偏移呈线性关系。

图1显示了通过分流器在100 mA时100 mV的预期放大器输出，无偏移，但输出与预期值呈线性偏差，施加的失调。

图1 - 并联直流失调对高端电流测量输出的影响

他们挠了挠头，但最终决定将实验转移到LTspice，通过使用“打开此宏模型的示例电路”按钮来模拟电路，并添加一个源来模拟共模直流偏移。

仿真与台架测试相匹配，因为输出与直流偏移具有线性依赖性，但数量级要小得多;小于±2mV，而不是他们在硬件中观察到的±50mV。如下面的结果所示，由于放大器的失调电压和偏置电流，无直流偏移时的预期值与±1V直流失调时的预期值±42.20mV之间存在很小的差异：

获得电路洞察力

那么，ADA4522有什么问题呢？嗯，没有。任何运算放大器都显示出类似的结果或更糟的结果。施加共模电压时的线性失调是由电阻失配引起的，因为容差会影响电路的共模抑制比（CMRR）。实际上，该电路放大了共模电压和差压，尽管幅度较小。在1991年的一篇文章中，拉蒙·帕拉斯-阿雷尼和约翰·韦伯斯特[2]结果表明，假设一个完美的运算放大器，共模抑制比为

其中Ad是差动放大器的增益，T是电阻容差。根据Pallás-Areny的说法，即使放大器本身具有无限的CMRR，对于单位增益配置，使用1%电阻时，您应该预期的CMRR为34 dB或20mV / V最坏情况，而对于0.1%电阻，您应该期望不会优于54dB或2mV / V的最坏情况。重要的是电阻对之间值的紧密匹配，而不是绝对容差。

我问客户使用的电阻器是什么容差电阻器，他们确认它们是1%电阻器。他们测量的共模误差显示为20mV/10V = –54dB。因此，他们从 0% 的电阻器中看到 1.1% 的匹配容差性能 – 确实是非常好的 1% 电阻。

寻找解决方案

为了解决放大器增益通过不匹配的电阻设置的事实，客户可以通过两种方式改善设计的共模抑制：

在输入端放置一个设置为增益为1的差动放大器（具有足够的带宽）。跟随差分放大器与另一个放大器产生所需的增益。这些差动放大器具有片内激光调整（匹配）电阻，产生90dB或更好的CMRR。电源电流也更低。

坚持使用前端的ADA4522，但放弃单个电阻，并使用LT5400-1四通道匹配电阻网络。LT5400 的修整电阻器提供了 0.01% 的匹配，采用这种设置可产生一个 74dB CMRR 或更好的匹配。

在仿真中使用 CMRR

我们可以创建一个LTspice仿真文件，显示电阻失配的影响。在其中，我们可以使用 .step 参数指令查看完美电阻、0.1% 电阻和 1% 电阻，然后使用 .measure 指令计算每种情况下的 CMRR。

审核编辑：郭婷