缓启动电路的工作原理、实例分析与应用

01缓启动电路的工作原理

通信产品一般采用分散供电方式，各单板上采用DC/DC模块将-48V电源转换为其所需的5V、3.3V、2.5V等子电源。由于输入电压高，电源电路中又存在用于滤波和防止DIP的大电容，在单板插入上电时，会对-48V电源造成冲击，瞬时大电流将造成-48V电源电压出现跌落，可能影响到其它单板的正常工作；同时，由于瞬时大电流的原因，单板插入时在接插件上会产生明显的打火现象，这会引起电磁干扰，并对接插件造成腐蚀。为了避免上述现象，-48V电源供电单板需要“缓慢”上电。

一、缓启动电路的作用

通信设备产品单板上几乎都在电源模块的输入端设计有缓启动电路，缓启动电路的功能主要有两个：

1、延迟单板电源的上电时间：我们的单板一般都要求支持热拔插，当单板插入子架时，单板插头和母板插针的接触是不稳定的，为了避免这种抖动的影响，可以在电源模块和母板电源之间加一个电路，使母板的电源延迟一段时间以后再加到电源模块。

2、减小上电的冲击电流：由于单板电源都接有滤波电容，电源上电瞬间跳变时由于电容的充电，会产生较大的冲击电流，造成母板电源电压抖动，跌落，以及强烈的电磁辐射，很容易对其他工作中的单板造成不良影响，如果能把电源的上电速度变缓一些，就能有效的减小这种影响。

二、缓启动电路的工作原理

电路的原理图：

缓启动电路由R39，R49，C7和Q31组成，Q31是绝缘栅型场效应管，也是缓启动电路最关键的器件。为了理解缓启动的原理，首先我们来回顾一下MOS管的一点基础知识。下图大致描述了典型的MOS管的转移特性：

MOS管的特性表明，当Vgs小于一定电压（Vth）时，DS极之间的电阻Rds是很大的，可以认为开路，电流不能通过；当Vgs达到Vth时，MOS管开始导通，Rds随Vgs的增加迅速减小。当Vgs达到一定的程度，Rds很小，可以认为DS之间是近似短路的。Vth可以称之为开启电压（Voltage－Gate threshold），一般为2－4V。

在的缓启动电路中，电阻R39，R49和C7构成了分压式RC时间常数电路，C7并联在Q31的GS极之间，也就是Vc7＝Vgs。当48V电源刚加到单板时，C7未充电，Vgs＝0，MOS不导通，电源模块不供电。随后，48V通过R39，R49向C7充电，当C7的电压达到Vth时，MOS开始导通，这一阶段，完成的是延时上电的作用，延迟时间可由下式估算：

Uin(R39/(R39+R49))(1－e-T/ )=Vth

其中，T为延迟时间， Uin＝48V，为RC电路的时间常数，＝C7（R39//R49），Vth一般取4V。将原理图中数值代入计算可知，延迟时间T约等于15.3ms。

MOS管开始导通后，Vgs继续增加（直到12V左右），Rds迅速减小，缓启动的输出电压逐渐升高直到到与输入电压基本一致。电源模块开始工作，单板正式上电。在这一过程中，输出电压并不是瞬间跳变到最高的，因此，大大减轻了冲击电流的干扰。这一过程的时间与C7的充电速度，MOS的特性，负载特性都有关系，难以具体计算，具体还需实测调整。

三、实测波形分析

下图是缓启动的输入电压上电波形

这是缓启动输入端在电源开关闭合瞬间的波形，可以看到画圆圈处的抖动，持续时间约1ms，如果是热拔插，这个抖动的幅度和持续时间都将可能更大。

下图是缓启动的C7电压上升波形

可以看到，上电15ms后，C7电源上升到约4V，与理论计算值基本一致。

下图是缓启动MOS管的D，S间电压波形。

可以看到，在开关闭合后的14ms以内，输入电压完全加在MOS的DS两端，这与理论计算值基本一致（由于MOS管的Vth并不一定是4V，有些误差是很正常的），从14ms开始，Vds以指数方式下降，过程时间约4ms。

下图是缓启动输出的电压波形。

可以看到，对比缓启动的输入电压上电波形，缓启动的输出电压不再有开关闭合时的抖动，而且上电边沿也非常明显，过程约4ms，实现了减小上电冲击的目的。

让我们再把所有的波形放在同一时间轴上来比较一下，如下：

可以看到，经过缓启动电路之后，单板实际供电电压Uout比输入电压Uin总共延时了将近20ms，不但消除了上电抖动，而且有效减小了冲击。

四、总结

1、缓启动的时间常数电路必须确保电容充电完成后其电压不能大于15V，因为一般大功率MOS管的G，S间击穿电压在20V左右，电压过高，会损坏MOS管（现在很多单板上在电容两端并联了一个稳压管就是起这个作用的），但是也不应该低于10V，因为一般大功率MOS管的D，S间电阻Rds都需要Vgs达到10V后才达到最小值（一般在0.1ohm量级）。

2、缓启动的延迟时间不能太长，原因有二。其一，延迟太长，热拔插时，单板接口信号线已连接，而电源仍未上电，会造成接口器件闩锁损坏；其二，缓启动关键器件MOS管在从截止到导通转换的过程中瞬间功耗是非常大的，如果电容充电过于缓慢，造成边沿时间太长，MOS管将因为功耗过大而损坏。延时一般取几十毫秒。

02缓启动电路实例分析与应用

根据某产品单板电路测试过程的浪涌电流冲击问题，详细分析了MOS管缓启动电路的RC参数，通过分析和实际对电路参数的更改，使电路的浪涌电流冲击满足板上电源要求。

一、问题的提出

某通信产品电路测试时发现浪涌电流冲击过大，可能会损坏保险丝或MOS管等器件，而且有的即使没有损坏也有可能会影响其使用寿命（图1）。

根据某产品单板电路测试过程的浪涌电流冲击问题，详细分析了MOS管缓启动电路的RC参数，通过分析和实际对电路参数的更改，使电路的浪涌电流冲击满足板上电源要求。

图1改前测试冲击电流

从上图可以看出冲击电流很大，达23.0A，远大于满载工作电流（1A左右），板上电源设计指南要求是满载工作电流的3～5倍，所以需要整改以达到板上电源要求，电路原理图如图2所示。

图2原电路原理图

二、解决思路

将原电路原理图（图2）等效为图3。

图3原理图等效［注1］

注1：R270等效为R1，R271等效为R2，C136等效为C1，MOS管为VT1，全部负载等效为RL，全部电容等效为CL，D1在计算中用不到。

根据MOS管开启电压和RDS的特性曲线（图4）可知，控制了MOS管VGS电压线性度就能精确控制冲击电流。所以图3中外接电容C1、R1和R2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进行精确控制，达到控制上电冲击电流的目的。

图4本文原理图中MOS管（Si4463DY）VGS（th）与电流ID和电阻RDS的关系

原电路就是利用这个原理进行上电控制的，但是参数设置有问题，所以才出现了图1中的较大冲击电流。

现将简化电路原理图（图3）VT1前面的上电控制电路等效为图5进行计算。

图5简化VT1前面的上电控制电路

1、上电时间计算

1)时间参数τ。

由于图5（a）中MOS管内部电容Cgs<

2)计算电容上电时间。

根据图5（b）得：

最后计算得出：

所以Uc的上电完成时间只与τ相关，但是上电的斜率将同时与R1/（R1＋R2）和τ相关，下面用两个实验予以说明。

2、实验验证

实验（1）：更改时间参数τ（更改C1）控制VGS开启速度

图6R1＝R2＝10Kohm，C1＝2.2uF时上电电流波形

根据计算τ＝（R1//R2）*C1＝11mS，从图6可以看出上电时间变大了，为3.6mS，冲击电源也由原来的23.0A变为现在的9.26A。说明一定程度上控制了其上电时间和冲击电流。

但是，τ变为原来的22倍，电流冲击时间变为原来的15倍，冲击电流只变为原来的40％，不能完全够达到精确控制的目的。

实验（2）：设置Uc电压以达到控制上电时间的目的

根据MOS管开启电压的特性曲线图4，可以看出：1V～2.5V这段为MOS管开启的过程，精确控制这段电压的上升过程（斜率）将可以有效控制上电冲击电流的大小。

更改电阻R1＝2.7K，R2＝10K和C1＝0.1uF不变时上电电流波形如图7所示。

图7R1＝2.7K，R2＝10Kohm，C1＝0.1uF时上电电流波形

（红色曲线为上电电流波形，黄色为Uc两端电压波形）

根据计算τ＝（R1//R2）*C1＝0.2mS，变小了，但是从图7可以看出上电时间却变大了，为425uS，冲击电源也由原来的23.0A变为现在的8.35A。

对比两个实验可以发现：改变R1，τ变小了，但电流上电时间却变大了，而且电流冲击时间在只变大1.8倍的情况下，冲击电流的幅度却变为原来的36％；而改变τ（即改变C1），在电流冲击上升时间变为原来的15倍时，电流幅度才变为原来的40％，所以改变R1对MOS管VGS的精确控制效果明显。

3、原因分析

电容归一化上电波形如图8所示：

t	1τ	2τ	3τ	5τ
Uc	0.632	0.865	0.95	0.9933

图8归一化电容上电波形

从图8可以看出：原电路中Uc两端最终电压在1τ（图8中红色曲线部分）内将从0V上升到Uc*0.632=3.8V，而从3.8V上升到6V需要至少4τ（1τ～5τ）。而电路中MOS管开启电压是1V～2.5V，这段电压在小于0.5τ时间内就完成了，所以可以得出其上电时间（1~2.5V的时间）应小于0.5τ，即小于250uS，根据图1可以看出，冲击电流的时间约为240uS左右，与计算基本吻合。

实验（1）电路中Uc最终两端电压与原电路相同为6V，不过τ变为原来的22倍为11mS，MOS管开启电压在1V～2.5V段上升时间也应该小于0.5τ，实测试为3.6mS，小于0.5τ（5.5mS）也基本与理论计算吻合

实验（2）电路中Uc最终两端约为2.5V。开启电压的时间段处于了约1τ～3τ之间后，虽然τ变小了，但电流上电冲击时间，实测试为1.8倍［注2］，基本与理论吻合。

（注2：原电路用约0.5τ完成电流冲击，实验二电路用约2τ，原电路τ＝500uS，而实验二τ（R1=2.5K）＝200uS，基本上实验二的2τ（R1=2.5K）为原电路0.5τ的2倍，所以实测1.8倍基本与理论符合。）

经过上面的讨论，可以看出：对MOS管的控制有两种方法：

（1）设置Uc两端最终电压，控制VGS电压上升的斜率。

（2）更改时间参数τ控制VGS开启速度（也在一定程度上控制斜率）。

当然可以结合两种方法，同时进行控制，以达到控制冲击电流的目的。

三、实践情况

结合到上两个实验及分析，用两种方法控制，将参数更改为R1＝27K，R2＝100K，C1＝2.2uF，测试上电冲击电流波形如图9所示。

图9R1＝27K，R2＝100K，C1＝2.2uF，测试上电冲击电流波形

（红色为冲击电流波形，黄色为负载电压波形）

最大冲击电流为4.03A，基本满足板上电源设计要求（冲击电流为3～5A）。不过电流上电时间变为25.5mS，如需要再次降低冲击电流，可以继续加大电容。比如图10。

当电容增加到10uF时（R1＝27K，R2＝100K）时的电流上电波形。

图10R1＝27K，R2＝100K，C1＝10uF，测试上电冲击电流波形

图10中电流上电波形变为90mS。从上面的介绍可以看出“通过设置Uc两端最终电压”和“更改时间参数τ控制VGS开启速度”基本上达到了控制上电冲击电流的目的，至于如何选择合适的参数，需要根据具体情况进行分析。

四、效果评价

可以用示波器对I2T进行的计算，（标称2A适配器测试）如图15、16、17所示。

图11 原电路R1＝R2=10K，C1＝0.1uF时冲击电流I2T计算

图15可以认为是原电路中MOS管基本没有控制，上电瞬间适配器作为恒压源产生了“冲击”，经过示波器精确计算，在“冲击”脉冲结束时（第一个光标处）值为0.249 A2S，在正常工作前（第二个光标处值为0.522 A2S）。

图12 更改电路参数R1＝27K，R2=100K，C1＝2.2uF时冲击电流I2T计算

更改电路参数后，MOS管有一定的控制作作，但是还是产生了一个“台阶”（第一光标与第二光标之间）经过示波精确计算，在脉冲结束时（第一个光标处）值为0.239 A2S，在正常工作前（第二个光标处值为0.344 A2S）。

图13 R1＝27K，R2＝100K，C1＝10uF，测试上电冲击电流波形

由于对MOS管的上电控制已经接近或小于了适配器的电流提供能力，所以基本已经没了“冲击”电流（可以认为完全是MOS管控制下的电流），经过计算，在正常工作前的I2T值为0.216 A2S（第二个光标处）。

注意：τ也不能过大，过大时引起上电波形过缓，导致板内器件上电时序问题，同时过于缓慢的上电波形可能还会“损伤”或引起MOS管烧毁。

通过以上三个图对比：MOS管的控制能力越强，“冲击”电流越小，I2T值也越小，对保险丝等器件的“损伤”也越小。

五、总结

通过以上的分析和实际测试基本上达到了控制VGS电压上升的斜率的目的，有效降低了脉冲“冲击”电流对保险丝管的影响。所以可以结合如下两种方法，同时进行控制，以达到控制冲击电流的目的。

1、设置Uc两端最终电压，控制VGS电压上升的斜率。

2、更改时间参数τ控制VGS开启速度（也在一定程度上控制斜率）。

在电路设计中有几点需要特别关注。

1、Uc两端的最终电压一定要保证VGS完全开启和该电压下MOS管体电阻基本达到最小。

2、τ也不能过大，过大时引起上电波形过缓，导致板内器件上电时序问题，同时过于缓慢的上电波形可能还会“损伤”或引起MOS管烧毁。

上电时间的选择可根据实际情况进行，建议只要满足板上电源设计要求的3～5倍“冲击”电流即可。

鉴于缓启动电路具有的优点，我们在器件选型和电路设计中可以加以利用，来提高产品的性能和质量。

审核编辑：汤梓红