从开关稳压器获得高性能-电子发烧友网

有各种不同的控制方案用于实现输出电压调节。电流模式控制，以最简单的形式监控峰值开关电流，具有一些非常好的好处。这是在开关稳压器中实现高性能的常用方法。在实际设计中有一些注意事项需要注意，但这些很容易解决，正如我将在这篇文章中讨论的那样。

峰值电流模式控制的优点

图1显示了降压转换器中峰值电流模式控制的基本实现方案。有两个控制环路在运行：一个快速的内部环路，将控制信号Ve与开关电流Vcs的模拟进行比较以设置脉冲宽度，另一个较慢的外部环路，将输出电压与参考进行比较，以产生内部环路的控制信号。其效果是为输出电容器和负载形成受控电流源，电感在调节输出电压时从传递函数中“消失”。与输出LC网络相关的双极成为单极，这更容易稳定，特别是对于具有固有低ESR和高频零点的陶瓷输出电容器。这样做的好处是简化了环路补偿，实现了更宽的带宽和更快的负载瞬态响应。

图1.峰值电流模式控制方案

通过电流模式控制，很容易保护开关免受过流影响，因为电流检测信号可以与基准电压源进行比较，以便在超过设定值时实现快速关断。还有一种自然的快速“前馈”效应，即输入电压的变化会立即反映在开关电流斜坡速率中，直接影响关断点，而不必等待输出电压误差在校正前绕慢外环路传播。

但是，在使用峰值电流模式控制进行设计时，有几点需要注意：噪声拾取和次谐波不稳定。

嘈杂信号

保持较低的电流检测元件功耗与具有足够的合成电压以避免噪声问题之间存在冲突。在典型方案中，来自最大检测电流的电压可能在1V左右，但在轻负载下，该值成比例地较小。由于通过电路电感的di/dt、寄生电容的充电和放电以及二极管反向恢复瞬变，电流信号边沿上的尖峰是不可避免的。这些可能导致稳压器过早关断和混乱操作，因为它们在轻负载时成比例地成为更多的信号。仔细的电路板布局当然有帮助，适当的缓冲也是如此，但通常这在所有条件下都是不够的。检测信号上的简单RC滤波器会衰减尖峰，但会增加延迟，使限流精度降低，并导致在低负载和低占空比下失去控制。电流检测变压器是一种以很小的耗散获得可用电压电平的方法，但与电阻检测相比，它可能既昂贵又笨重。变压器在高占空比下的复位也可能是一个问题。

一种有效的解决方案是低电压电平的电阻检测，具有前沿消隐，其中控制芯片在固定时间段内忽略电流检测信号，通常在每个周期开始时为50ns。随着Maxim等公司将MOSFET和最终磁性元件集成到芯片中的进展，问题逐渐消失;开关电流环路变得更小且更可预测，IC制造商能够在内部补偿瞬变。

更奇特的技术可以使用输出电感器本身的电阻来检测电流。然而，需要电路从阻性电压降中减去正常的开关波形，并补偿铜绕组电阻随温度的显著变化。

次谐波不稳定

次谐波不稳定性源于控制峰值电感电流，而不是控制平均电流的理想。如果降压转换器的占空比小于50%，则输入电压的微小干扰会导致峰峰值纹波电流的微小变化。输入电压的负扰动会导致峰峰值纹波电流降低。当关断时间大于导通时间（<50% DC）时，电流有时间斜坡下降到等于其启动周期电流的新稳态值。占空比高于50%时，关断时间短于导通时间，电感电流斜坡下降不会回到起始值，因此下一个周期以较高的纹波电流开始，使平均电流暂时较高。负载电流是恒定的，因此增加的电流只能流入输出电容器，从而略微提高其电压。控制环路在几个周期内校正产生的输出电压误差，但与此同时，脉冲宽度通常在开关频率的一半处“抖动”。参见图2。

图2.D>0.5的次谐波不稳定性

解决方案是人为地在导通时间检测电流波形上增加一些斜率，这可以很容易地从IC时钟信号中得出。也可以从误差电压中减去额外的斜率。该技术如图 3 所示。

可以证明，如果在比较器输入端增加一个斜率，等于电感下斜率等效信号的50%，则峰值电流检测点会进行调整，以使平均电感电流随占空比扰动而恒定。这可确保干扰在一个开关周期内消除并保持稳定性。在实践中，通常将更多的斜率加到电流检测信号的100%，以确保在高占空比下保持稳定性。如果增加了多余的斜率，转换器将逐渐失去电流模式控制的优势，并且表现得更像在电压模式下一样。

电感波形的下坡di/dt对于给定的输出电压Vout和电感L是固定的。