CMOS反相器电路及其设计和分析方法

MOSFET器件是数字集成电路的最小单位，因为MOSFET的开关特性和输出曲线特性，由PMOS和NMOS组成的CMOS门电路，则为数字集成电路最基本的电路结构。而想很好地理解CMOS电路结构，必须先熟悉CMOS反相器电路及其设计和分析方法，因为其他门电路，很多分析方式都是相通的。

原理图与版图

下图所示是CMOS反相器电路的原理图以及物理版图。物理版图就可以理解为MASK的图形，之前的章节中，我们已经知道，集成电路制造就是根据图形一层一层光刻、生长、注入而实现的，所以无论是什么电路图，最终都必须转换成物理版图的图形，交到工厂去生产。

当然因为知道生产出来的电路，是一层一层堆叠的，所以CMOS反相器电路实际剖面图如下所示。

正常来说VDD与VBBp会连接在一起，接在VDD上，是PMOS的源端，而VBBn与GND会连接在一起，接在地上，是NMOS的源端。当然随着工艺尺寸逐步降低，VBBp和VBBn不会与每一个门电路的VDD和GND连接，而是每几个电路连接一个门电路，这样做的好处是，节省面积，但因此会造成衬底偏置电压（VBS，Substrate Biasing Voltage，偏置与衬底的电压差）与源端产生少许电压差，改变阈值电压VT。一般来说VBS与VT成反比关系，也就是说VBS越大，VT越小，VBS越小VT越大。

对于数字集成电路工程师来说，知道衬底偏置电压对VT有影响影响就好，不需要了解太多了。因为在先进工艺下，为了做好低功耗设计，有专门的Body Biasing Generator（BBG）来微调偏置电压，以便获得功耗与性能之间的取舍。降低VT可以提高性能，但带来较大漏电；提高VT可以减少漏电，但会提高性能。

电路分析

首先看CMOS反相器的电路，与之前不同的是，多了一个CL，负载电容。无论是什么CMOS门电路，其输出一定是要驱动一个负载的，而对于CMOS门电路来说一般负载指的是金属连线与地之间的电容，以及下一级电路输入栅极与地之间的电容。因为MOSFET是电压控制电流，如果把负载电压VDD看成逻辑1，地电势看成逻辑0，那么只是电流是无法实现逻辑传递的，因此负载电容在被电流充电与放电的过程中，完成其节点在VDD与地电势之间跳变，才能真正把逻辑数值传递出去。

假设PMOS和NMOS使用相同的VT值，则输入电压改变引起输出电压变化的曲线（反相器转移特性曲线）图如下：

• A区域，Vin在0V到VTN之间，因此NMOS截止，PMOS非饱和，但没有电流通路，因此没有电流，输出电压也不会发生变化。
• B区域，Vin在VTN到1/2VDD之间，NMOS处于饱和状态，PMOS处于非饱和状态，对于PMOS来说，VDS不大，因此电流不大，电容放电速度比较慢。
• C区域，Vin在1/2VDD左右，NMOS和PMOS同时处于饱和状态，放电速度突然增大，对于PMOS来说，很快达到饱和状态（VDS增加），而NMOS很快达到非饱和状态（VDS减少），进入D区域。
• D区域，Vin处于1/2VDD到接近（VDD-VTP）区间，NMOS处于非饱和，PMOS处于饱和状态，对于NMOS来说，VDS不大，因此电流不大，电容放电速度较慢。
• E区域，Vin大于VDD-VTP，PMOS截止，没有电流通路，输出电压也就固定在0V。

由以上特性可见，当输入电压为VDD的时候，输出电压为0V，而输入电压为0V时，输出电压为VDD，刚好相反，满足反相器的逻辑关系。

接着我们看一下，输入电压与电路电流的关系：

可以看出，只要输入电压小于nMOS的VT，或者大于VDD-|VTP|，则电路是不会产生电流的。只有在这中间区间，才会产生一个比较大的电流，特别是两个管子都处于饱和状态时。这样的好处是只要电路不发生翻转，就不会产生电流，而一旦发生翻转，因为nMOS和pMOS的互补性，会快速实现状态转换，提高性能。

影响CMOS反相器特性的因素

除电源电压外，影响反相器特性的主要有：

1. NMOS和PMOS管的阈值电压；
2. NMOS的W/L和PMOS管的W/L；
3. NMOS和PMOS管W/L值之比。

刚才的分析是假设nMOS和pMOS的阈值电压一样，但实际上可能会有偏差，如果阈值电压不同，则会影响转换曲线的偏移，毕竟开关的时间都不一样了，但峰值电流不会有太大变化，也不会对充电时间有太大影响。当然实际设计的时候，我们尽量让两个管子的阈值相近，以便转换过程尽可能接近于中心位置，减少对噪声容限的影响。

同时阈值越小，中间阶段越大，短路状态也会持续越长的时间。输出曲线斜率越平缓，输出变化越慢。如果想减少短路状态下的能量损耗，需要选择VT值大一些的器件，当然对电容充电时间减少了，性能也会降低。

另一个方面，如果两个管子宽长比越大，则电流越大，等效电阻越小，跨导越大，传输效率越高，对负载充电的性能越高，当然2个管子都处于饱和状态时，电流也会越大。想获得更快的工作频率，更大的宽长比选择是有必要的。

第三点，宽长比之比，是很有意思的。假设当pMOS的宽长比与nMOS宽长比是2:1的时候，传输曲线最陡峭的位置处于1/2 VT的位置，这是最理想的结果。

那么如果我们增加pMOS的宽长比，则曲线就会向右偏移，这意味着如果输入电压在VDD范围不稳定时，输出电压可能发生变化，也就是偏向于VDD的噪声容限减小了。同样的，如果我们减小pMOS的宽长比，则曲线就会向左偏移，这意味着如果输入电压在地范围不稳定，被抬升时，输出电压可能发生变化，也就是偏向于地的噪声容限减小了。

为什么要用CMOS结构电路

这是一个比较奇葩的问题，因为现在已经很少，或者说在数字集成电路设计过程中，已经不会再有人问这个问题了。但是作为入门工程师来说，了解一下历史，可以更好地展望未来。

首先我们要知道一个好的反相器应该有以下4个特质：

• 电压摆幅：接近电源电压好
• 高增益区电压增益：越高越好
• 静态电流：越小越好
• 直流噪声容限：越大越好（转换电平居中）

现在我们回到远古时期，看看老古董都是什么样子的。

有兴趣的小伙伴可以把4种中古反相器都分析一下，我们这里只详细分析以下电阻负载反相器，也就是利用电阻替代pMOS来对电容进行充电。

图中Source与GND直接连接，因此Source电压Vs＝0；Gate上的电压Vg就是是Vin，Drain上电压就是Vout。因此Gate与Source电势差Vgs=Vg-Vs=Vin-0=Vin，Drain与Source电势差Vds=Vd-Vs=Vout-0=Vout。

Vgs<=VT时，NMOS不导通，电路没有电流，因此Vout=VDD。

Vgs>=VT后，电路产生电流，CL开始放电，但由于VCC与Vout之间因为电阻的原因一直有通路，因此CL通过NMOS放电的同时，还会有一定的充电，Vout无法达到0V。输入与输出关系曲线如下图所示：

可以看出，电阻负载反相器，在输出逻辑0的时候，是无法达到0V的，有一个小的电压，且同时电路中存在电流。根据好的反相器标准，电阻负载反相器电压摆幅无法达到0V，且存在静态电流。电阻越大，电流越小，且约接近于0V。但电阻的噪声随着频率增加，是无法被接受的，除了本身性能不好外，随着性能的要求，电阻负载反相器一定会被淘汰。

那么这些中古反相器和CMOS反相器差别的对比，如下图所示，如果理想的反相器是目标，只有CMOS反相器是最接近于这个目标的。

反相器的直流参数

之所以说反相器的分析非常重要，是因为在芯片中反相器的应用，除了作为逻辑电路外，还会作为增大驱动能力的IO Buffer以及放大器基础结构（放大器电路不是数字集成电路设计必须学习的）。

所以反相器的直流参数就尤为重要了，会看芯片datasheet的小伙伴应该很容易理解这些参数。

首先是VIL和VIH，分别是输入低电平的最高值以及输入高电平的最低值，这意味着如果给一个芯片送信号（假设芯片IO输入是一个buffer），那么输入的信号只有稳定在VIL以下以及VIH以上，才能够被正确的识别到。

问题回到pMOS和nMOS的宽长比之比，小伙伴们可以思考一下，如果修改宽长比之比，对于VIL和VIH有什么影响呢？

VOL和VOH分别指输出低电平的最高值，和输出高电平的最低值。如果是中古反相器Buffer，那么输出值就会与地和供电电压VDD有一些不同，但在当今CMOS结构的电路中，基本上就是地电势和供电电压VDD。

VNL和VNH分别指输入低电平抗干扰以及输入高电平抗干扰，在保证输出电平不变的条件下，输入电平允许波动的范围。它们表示门电路的抗干扰能力，这两个值当然越大越好。VNH可以理解为驱动门的VOH-负载门的VIH，而VNL可以理解为负载门的VIL-驱动门的VOL。

所以如果要提高VNH和VNL，那么就需要尽量让VOH和VOL接近于VDD和0V（CMOS电路驱动时，输出摆幅满足此要求，但连线过长，寄生电阻可能产生的压降就会降低VOH或太高VOL，实际电路时要注意这一点），而VIH和VIL尽可能的接近于中心位置。也就是说约接近于理想反相器，那么VNH和VNL越大。

回忆一下，影响CMOS反相器特性的因素，现在可以理解，为什么我们尽量使用更大的VT值，以及配比PMOS和NMOS的宽长比，使其传输曲线的中心电压处于1/2 VDD的位置了。

反相器设计如此，其实后续我们接触到的门电路设计都会因为VNH和VNL的需要，都会希望传输曲线都能尽可能地靠近1/2 VDD。