基于SG3525的推挽电路仿真设计

光伏逆变器前级往往需要先升压，再进行逆变。低压通过高频升压的主要目的是减小逆变器体积、提高功率密度、减小损耗，提高效率。但高频同样也面临诸多问题，如电磁干扰严重，SPWM驱动信号易受到影响等问题。

随之就引入了软开关技术，在逆变的高压侧串联电容，使电容和漏感构成串联谐振回路，但串联谐振频率固定，如果谐振频率远大于开关频率，就会降低电源输出电压，同时降低效率，如果谐振频率小于开关频率，无法实现软开关，同时MOS管漏极产生较大的电压尖峰，可能会导致MOS管失效。综上，前级推挽选择开环工作模式，使工作频率固定，将PWM控制器（SG3525）占空比拉至最大，设置合适的死区时间，选择合适的谐振参数，以实现软开关，从而达到软开关和高效率的目标。

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设计参数

锂电池供电：

DC输入电压V_in：40~56V

DC输出电压V_out：270~380V

输出功率P_out：1000W

效率：95%

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推挽电路建模分析

推挽电路工作原理不在这里赘述。由于输入直流电压，变压器容易磁饱和，所以在设计时变压器原边两个绕组的方向需要注意，必须保证一个工作周期内，磁特性工作在一、三象限，输出的驱动信号为带死区的互补PWM波，下面为SG3525的驱动波形，波形是将占空比拉至最大时，输出带死区的互补PWM波。

下面为推挽电路的功率级电路模型，为了使仿真更加接近实际情况，原边MOS管并联等效电容200pF（该电容值为MOS管输出电容与PCB上寄生电容，通常取几百pF。），输入并联20mF电容，该电容不影响仿真结果，加在这里目的是为了更加接近实际情况，避免设计时疏忽；变压器采用4绕组变压器（仿真时，开始选用3绕组变压器，仿真结果错误，错误为高压侧谐振电流频率与低压侧谐振频率不相同，导致仿真中MOS管D极始终出现较大的尖峰，后来换用变压器，设置合适的参数，问题基本解决，但由于该软件没有合适的变压器，所以仿真结果不是特别理想）；高压侧采用谐振的最大优点就是消除原边MOS的电压尖峰（但是调试中比较麻烦，如果调试不好，很难达到理想效果，有可能适得其反）；二极管整流，二极管上会消耗较多的功率，导致二极管发热严重，如果器件选型不合适，高压侧串联谐振，很有可能会降低效率，但消除前级尖峰，会使机器变得更可靠。所以实际设计中会综合各方面因数来考虑设计方案，不能一味的追求某项参数指标。功率电路模型如下：

功率级仿真波形：

情况1：谐振频率等于开关频率，仿真时长0.1s，步长100ns。

稳态波形

仿真中，MOS管关断过程中有一个凹槽，出现这种情况的原因，还请大家发表自己见解，这里就不再展开。

0~0.1s整个过程波形

情况2：谐振频率大于开关频率，仿真时长0.1s，步长100ns。

稳态波形

0~0.1s整个过程波形

情况3：谐振频率小于开关频率，仿真时长0.1s，步长100ns。

稳态波形

上图可以看出，该情况下，已经无法实现软开关，所以MOS的D极出现了较大的电压尖峰，此时已经失去了谐振的优势。

0~0.1s整个过程波形

欠压保护建模，模型如下：

当输入超过设置门限电压时，V_Protect输出低电平，与PWM信号进行与运算，输出驱动PWM为低电平，逆变器截止输出。

假设输入60V。运行结果如下：

上图可以看出，输出信号均截至，逆变器输出禁止。

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结论

仿真分析得出结论：

高频逆变器，若实现软开关，同时提高逆变器效率，必须工作在频率固定，占空比最大模式，只保留必要的死区时间时，才能达到较好的效果。若实现有效值为220V的逆变，前级推挽电路工作在开环模式，后级H桥通过SPWM波调制，调节占空比，实现稳定输出。