阐述关于模拟设计中噪声分析的5个由来已久的误区

设计人员经常遇到电路的模拟硬件设计出来后，却发现电路中的噪声太大，而不得不重新设计和布线。噪声是模拟电路设计的一个核心问题，它会直接影响能从测量中提取的信息量，以及获得所需信息的经济成本。

遗憾的是，关于噪声有许多混淆和误导信息，可能导致性能不佳、高成本的过度设计或资源使用效率低下。本文阐述关于模拟设计中噪声分析的5个由来已久的误区。

1．所有噪声源的噪声频谱密度可以相加，带宽可以在最后计算时加以考虑

将多个噪声源的噪声频谱密度（nV／√Hz）加总（电压噪声源按平方和开根号），而不分别计算各噪声源的rms噪声，可以节省时间，但这种简化仅适用于各噪声源看到的带宽相同的情况。如果各噪声源看到的带宽不同，简单加总就变成一个可怕的陷阱。图1显示了过采样系统中的情况。从噪声频谱密度看，系统总噪声似乎以增益放大器为主，但一旦考虑带宽，各级贡献的rms噪声其实非常相近。

2．手工计算时必须包括每一个噪声源

设计时有人可能忍不住要考虑每一个噪声源，但设计工程师的时间是宝贵的，这样做在大型设计中会非常耗时。全面的噪声计算最好留给仿真软件去做。不过，设计人员如何简化设计过程需要的手工噪声计算呢？答案是忽略低于某一阈值的不重要噪声源。如果一个噪声源是主要噪声源（或任何其他折合到同一点的噪声源）的1／5 erms值，其对总噪声的贡献将小于2％，可以合理地予以忽略。设计人员常会争论应当把该阈值选在哪里，但无论是1／3、1／5还是1／10 （分别使总噪声增加5％、2％和0．5％），在设计达到足以进行全面仿真或计算的程度之前，没必要担心低于该阈值的较小噪声源。

3．直流耦合电路中必须始终考虑1／f噪声

1／f噪声对超低频率电路是一大威胁，因为许多常用噪声抑制技术，像低通滤波、均值和长时间积分等，对它都无效。然而，许多直流电路的噪声是以白噪声源为主，1／f噪声对总噪声无贡献，因而不用计算1／f噪声。为了弄清这种效应，考虑一个放大器，其1／f噪声转折频率fnc为10 Hz，宽带噪声为10 nV／√Hz。对于各种带宽，计算10秒采集时间内包含和不含1／f噪声两种情况下的电路噪声，以确定不考虑1／f噪声的影响。当带宽为fnc的100倍时，宽带噪声开始占主导地位；当带宽超过fnc的1000倍时，1／f噪声微不足道。现代双极性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪声转折频率，零漂移放大器则几乎完全消除了1／f噪声。

表1．1／f噪声影响与电路带宽的关系示例

4．噪声等效带宽会使噪声倍增

噪声等效带宽（NEB）对噪声计算是一个很有用的简化。由于截止频率以上的增益不是0，某些超出电路带宽的噪声会进入电路中。NEB是计算的理想砖墙滤波器的截止频率，它会放入与实际电路相同的噪声量。NEB大于–3 dB带宽，已针对常用滤波器类型和阶数进行计算，例如：对于单极点低通滤波器，它是–3 dB带宽的1．57倍，写成公式就是NEB1－pole ＝ 1．57 × BW3dB。然而，关于应把该乘法因数放在噪声公式中的何处，似乎一直存在混淆。请记住，NEB调节的是带宽，而非噪声，因此应在根号下面，如下式所示：

5．给定阻值时，所有类型电阻的噪声相同

电阻器的约翰逊噪声是基本的，从而产生一定温度下某个电阻器噪声的简单公式。然而，约翰逊噪声是在电阻器中可以观察到的最小噪声量，并不意味着所有电阻器类型在噪声方面都是相同的。还存在过量噪声，这是电阻器中1 / f噪声的来源，其高度依赖于电阻器类型。过度的噪声，有点混乱，也称为电流噪声，与电流在不连续介质中流动的方式有关。它被指定为以dB为单位的噪声指数（NI），每十倍1μVrms/ V dc。这意味着如果有1 V dc在具有0 dB NI的电阻器上，给定频率十倍的过量噪声为1μVrms。碳膜和厚膜电阻具有一些最高的NI，范围高达+10 dB，最好避免它们在信号路径的噪声敏感部分。薄膜电阻器通常在-20 dB左右更好，金属箔和绕线电阻器可以低于-40 dB。